基于脈沖編碼控制的開關(guān)轉(zhuǎn)換器 電磁干擾減低研究

楊建宇(沈陽(yáng)化工大學(xué)，遼寧 沈陽(yáng) 110142)

0 引言

近年來(lái)，信息和通信設(shè)備以及個(gè)人計(jì)算機(jī)被廣泛使用。作為電子系統(tǒng)的核心，開關(guān)器件中所采用的半導(dǎo)體開關(guān)器件的開關(guān)變化產(chǎn)生的噪聲非常突出，由此引起的電磁干擾(EMI)問(wèn)題會(huì)使系統(tǒng)無(wú)法滿足電磁兼容標(biāo)準(zhǔn)規(guī)范要求，乃至開關(guān)器件不能正常工作，并且對(duì)其他電路器件造成影響。開關(guān)電源設(shè)備因?yàn)槠潆娐樊?dāng)中的整流電路、高頻變壓器和整流二極管等一些元件在工作中會(huì)出現(xiàn)瞬變的高電壓及大電流，由于這些元件中電壓和電流的突然變化，開關(guān)電源已成為高頻干擾源，導(dǎo)致系統(tǒng)中存在許多電磁兼容性問(wèn)題[1]。

如果在電源內(nèi)部形成電磁干擾，會(huì)直接輻射到其他線路，將不可避免地導(dǎo)致電網(wǎng)和其他電氣設(shè)施的故障，影響運(yùn)營(yíng)質(zhì)量。與此同時(shí)，電磁輻射會(huì)對(duì)周圍環(huán)境造成破壞，危害動(dòng)植物和人類健康，也容易引起動(dòng)植物基因突變而導(dǎo)致不良的健康后果，甚至危及生命。此外，電磁輻射對(duì)人體中心神經(jīng)系統(tǒng)也會(huì)造成極大影響，導(dǎo)致人體出現(xiàn)神經(jīng)系統(tǒng)紊亂等癥狀[2]。

由于開關(guān)電源的重要性和特殊性，被列為我國(guó)首批實(shí)施進(jìn)出口電磁兼容強(qiáng)制監(jiān)管的六大產(chǎn)品之一。因此，解決開關(guān)電源的電磁兼容問(wèn)題是促進(jìn)開關(guān)電源應(yīng)用和發(fā)展的重要措施。眾所周知，電磁兼容性研究中有這么一個(gè)公式EMC=EMS+EMI，所以要想解決電磁兼容性問(wèn)題，首先要解決電磁干擾。EMI 噪聲包括發(fā)射到空氣中的電磁噪聲和輸入電流線中的傳導(dǎo)噪聲[3]。

降低開關(guān)轉(zhuǎn)換器中的噪聲是目前生產(chǎn)中需要解決的關(guān)鍵問(wèn)題。降低開關(guān)轉(zhuǎn)換器中的噪聲有很多方法，例如對(duì)噪聲進(jìn)行濾波和屏蔽，但是這種方法存在實(shí)際費(fèi)用較高，電路復(fù)雜的缺點(diǎn)。在本文中，我們針對(duì)脈沖編碼調(diào)制(PWM)的開關(guān)轉(zhuǎn)換器提出了有效的EMI減低方法，首先對(duì)基本降壓轉(zhuǎn)換器進(jìn)行仿真分析，得到控制電路波形及仿真頻譜，基本降壓轉(zhuǎn)換器不經(jīng)過(guò)降噪處理系統(tǒng)噪聲很大，而EMI減低是本文討論和解決的主要目的。我們對(duì)控制電路進(jìn)行改進(jìn)，控制部分采用擴(kuò)展頻譜時(shí)鐘技術(shù)得到相應(yīng)控制電路波形和頻譜，之后將電源部分替換成SEPIC電路，實(shí)現(xiàn)了升降壓轉(zhuǎn)換器的電磁干擾減低得到的結(jié)果實(shí)現(xiàn)了我們最終實(shí)驗(yàn)?zāi)康摹?/p>

本文我們將采用LTspice仿真軟件對(duì)以上提及的基本降壓轉(zhuǎn)換電路，運(yùn)用擴(kuò)頻時(shí)鐘技術(shù)的降壓轉(zhuǎn)換電路和SEPIC轉(zhuǎn)換器電路進(jìn)行仿真處理。

1 傳統(tǒng)降壓型開關(guān)轉(zhuǎn)換器

1.1 基本降壓型開關(guān)轉(zhuǎn)換器

圖1為使用脈沖寬度調(diào)制(PWM)方法的基本降壓型開關(guān)轉(zhuǎn)換器。基本降壓型開關(guān)轉(zhuǎn)換器由功率級(jí)、控制級(jí)和負(fù)載電阻組成。功率級(jí)由主功率開關(guān)SW、電感L、續(xù)流二極管D和電容C組成。控制級(jí)由運(yùn)算放大器(OP-amp)、參考電壓源Vr、比較器和鋸齒生成器組成。

圖1 基于PWM控制的基本降壓轉(zhuǎn)換器原理圖

SW由比較器提供的 PWM 脈沖控制。當(dāng) SW 為ON模式時(shí)(PWM 脈沖為 High 模式)，電感電流Ion從電源V1(電壓為Vi)流入C和R并稍微增加，使輸出電壓Vo上升。當(dāng)PWM為L(zhǎng)ow且SW為OFF模式時(shí)，Ioff流經(jīng)D，并減小使Vo下降。輸出電壓Vo與Vr比較并放大得到放大誤差電壓ΔV。將此ΔV與鋸齒信號(hào)SAW進(jìn)行比較以產(chǎn)生PWM 脈沖。

基本降壓轉(zhuǎn)換器的仿真參數(shù)為：輸入電壓12 V，輸出電壓5 V，輸出電流2 A，開關(guān)頻率100 kHz,電感100 μH。降壓型轉(zhuǎn)換器的電壓轉(zhuǎn)換比M等于式(1)的PWM脈沖的占空比：

隨著大功率開關(guān)信號(hào)速度的增加，會(huì)產(chǎn)生較大的噪聲。降壓型開關(guān)轉(zhuǎn)換器中的PWM信號(hào)頻譜如圖2所示，在開關(guān)頻率0.2 MHz、0.3 MHz、0.4 MHz……等位置各對(duì)應(yīng)一個(gè)峰值6 dB、10 dB、5 dB……代表此處噪聲值。圖2說(shuō)明信號(hào)輸出端的頻譜峰值(噪聲值)很高，所以我們采用擴(kuò)展頻譜時(shí)鐘技術(shù)降低噪聲。

圖2 基于PWM控制的基本降壓轉(zhuǎn)換器的驅(qū)動(dòng)頻譜

2 擴(kuò)展頻譜時(shí)鐘技術(shù)降低峰值噪聲

開關(guān)轉(zhuǎn)換器中，占空比影響輸出電壓。占空比在系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)工作狀態(tài)下保持恒定，而電磁干擾產(chǎn)生于開關(guān)的開通和關(guān)斷瞬間，由于電磁干擾出現(xiàn)的間隔和開關(guān)頻率始終保持一致，因此此時(shí)出現(xiàn)的噪聲為開關(guān)頻率的諧波。這些噪聲的能量集中出現(xiàn)在特定的頻率上，并表現(xiàn)出較大的頻譜峰值。若能把這些能量分散在較寬的頻帶上，則能夠達(dá)到噪聲值減低的目的，這就是頻率控制的思想。

擴(kuò)展頻譜時(shí)鐘技術(shù)是通過(guò)頻率調(diào)制的手段把集中在窄頻帶范圍內(nèi)的能量分散到設(shè)定的寬頻帶范圍，通過(guò)降低時(shí)鐘在基頻和奇次諧波頻率的幅度(能量)，達(dá)到降低系統(tǒng)電磁輻射峰值的目的。所以為了降低時(shí)鐘噪聲，考慮在圖1中通過(guò)改變時(shí)鐘頻率來(lái)使用時(shí)鐘脈沖調(diào)制擴(kuò)展頻譜，如圖3所示。

圖3 擴(kuò)頻時(shí)鐘技術(shù)Buck電路原理圖

要在LTspice中仿真擴(kuò)頻降壓型轉(zhuǎn)換電路，關(guān)鍵是VCO的模型，在LTspcie中沒(méi)有現(xiàn)成的VCO模型，首先就需要建模，其中VCO的輸出頻率Fck由式(2)表示：

VCO模型中的幾個(gè)參數(shù)分別代表的含義為：Fcenter為VCO的中心頻率點(diǎn)；Frange為頻率的變化范圍；Vmin為最低的輸入電壓；Vmax為最大的輸入電壓；phase為相位。按照參數(shù)設(shè)定，就是在輸入電壓小于等于1 V時(shí)，VCO產(chǎn)生的三角波的頻率為80 kHz，在輸入電壓1～5 V之間時(shí)，頻率隨輸入電壓線性變化，1 V 時(shí)對(duì)應(yīng)最低頻率點(diǎn)80 kHz，3 V時(shí)對(duì)應(yīng)中心頻率點(diǎn)100 kHz, 5 V時(shí)對(duì)應(yīng)最高頻率點(diǎn)120 kHz，輸入電壓大于5 V時(shí)，VCO的輸入電壓保持最高頻率120 kHz。

對(duì)該模型進(jìn)行仿真，得到如圖4通過(guò)時(shí)鐘調(diào)制的PWM信號(hào)頻譜。由于時(shí)鐘頻率1 MHz的能量及其高頻諧波會(huì)擴(kuò)散到其他頻率，因此時(shí)鐘頻譜的峰值水平可以減低，這就是利用擴(kuò)展頻譜時(shí)鐘技術(shù)減低電磁干擾的一種方法。

圖4 擴(kuò)展頻譜時(shí)鐘技術(shù)Buck電路頻譜

對(duì)比圖2和圖4頻譜來(lái)看，相比于普通的基本Buck轉(zhuǎn)換器，采用擴(kuò)展頻譜時(shí)鐘技術(shù)的驅(qū)動(dòng)電路的頻譜比基本Buck拓?fù)涞姆档停l率基本上低了10 dB左右。

3 SEPIC變換器中的EMI噪聲抑制

在汽車應(yīng)用中，汽車器件的輸入功率波動(dòng)較大。因此，汽車裝置的電源電路需要支持寬范圍的輸入電壓。Buck-Boost轉(zhuǎn)換器是一種處理大范圍輸入電壓的方法。在該方案中，將擴(kuò)展頻譜時(shí)鐘技術(shù)應(yīng)用于復(fù)合Buck-Boost轉(zhuǎn)換器：SEPIC轉(zhuǎn)換器，以降低EMI噪聲。SEPIC轉(zhuǎn)換器是一種允許輸出電壓大于、小于或者等于輸入電壓的DC-DC變換器。SEPIC轉(zhuǎn)換器電路原理圖如圖5所示。

前面首先對(duì)基本Buck電路的PWM控制做出了仿真，在圖2中可以看出，在頻率0.2 MHz開始每間隔0.1 MHz都顯示出很高的噪聲值，其后，對(duì)控制電路部分采用線性掃描技術(shù)，得到結(jié)果圖4，可以看出噪聲值降低了10 dB左右，接下來(lái)將基本Buck電路的電源部分替換成SEPIC電路作為參考，并進(jìn)行仿真。如圖5所示，將基本Buck電路的電源部分替換成SEPIC電路，前面將基本Buck電路的控制部分加入壓控振蕩器實(shí)現(xiàn)對(duì)控制電路改裝，利用擴(kuò)展頻譜技術(shù)對(duì)電路進(jìn)行了仿真，所以下面在不變動(dòng)控制電路的基礎(chǔ)上，改變電源部分電路，進(jìn)行仿真分析，仿真結(jié)果如圖6所示。

圖5 SEPIC變換器電路原理圖

如圖6所示，從頻率0.2 MHz開始，每增加0.1 MHz對(duì)應(yīng)的頻譜峰值(噪聲值)為-4.0 dB、-3.0 dB、0.8 dB……從仿真頻譜可以看出單一將電源電路替換成SEPIC轉(zhuǎn)換器電路對(duì)噪聲達(dá)到的減低效果有限，下面將電源部分電路替換成SEPIC電路，在控制部分加入壓控振蕩器，采用擴(kuò)展頻譜時(shí)鐘技術(shù)對(duì)電路進(jìn)行進(jìn)一步的仿真，若得到的仿真結(jié)果相比僅改變電源電路的對(duì)照組有明顯的噪聲減低，說(shuō)明本文提出的EMI減低方法可行。如圖7所示為擴(kuò)頻SEPIC仿真圖。

圖6 SEPIC變換器電路仿真頻譜圖

圖7 擴(kuò)頻SEPIC轉(zhuǎn)換器電路仿真圖

如圖7所示，將電源電路替換成了SEPIC變換器，并對(duì)控制部分采用了擴(kuò)頻時(shí)鐘技術(shù)，其仿真結(jié)果如圖8所示。

如圖8所示，從頻率0.2 MHz開始，每增加0.1 MHz對(duì)應(yīng)的頻譜峰值(噪聲值)為-10 dB、-10 dB、-6 dB……由此可見(jiàn)，將電源電路替換成SEPIC轉(zhuǎn)換器電路并對(duì)控制部分進(jìn)行擴(kuò)展頻譜時(shí)鐘技術(shù)之后，SEPIC轉(zhuǎn)換器的擴(kuò)頻驅(qū)動(dòng)電路相比對(duì)照組SEPIC轉(zhuǎn)換器電路的EMI減低效果更好，相比基本BUCK電路，有效降低了系統(tǒng)噪音，達(dá)到實(shí)驗(yàn)?zāi)康摹?/p>

圖8 擴(kuò)頻SEPIC轉(zhuǎn)換器電路仿真頻譜

3 結(jié)語(yǔ)

綜上圖2、圖4、圖6、圖8所示，對(duì)于EMI減低，先對(duì)基本降壓轉(zhuǎn)換電路進(jìn)行了仿真，從得到的結(jié)果可知基本降壓轉(zhuǎn)換電路存在噪聲值大的缺點(diǎn)，這對(duì)日常生產(chǎn)生活造成很大影響。之后以相同參數(shù)采用線性掃描技術(shù)對(duì)基本Buck電路控制部分進(jìn)行改造，得到結(jié)論為采用擴(kuò)展頻譜時(shí)鐘技術(shù)的降壓轉(zhuǎn)換電路的頻譜比基本降壓轉(zhuǎn)換電路的幅值低，基波頻率基本上低了10 dB左右。通過(guò)仿真可知線性掃描技術(shù)對(duì)基本降壓轉(zhuǎn)換電路的EMI減低有明顯效果。隨后保持參數(shù)不變，對(duì)基本降壓轉(zhuǎn)換電路的電源部分進(jìn)行替換，替換成SEPIC轉(zhuǎn)換器電路后的結(jié)果顯示，基本SEPIC轉(zhuǎn)換器對(duì)基本降壓轉(zhuǎn)換電路的EMI減低效果有限。最后將電源部分替換成SEPIC轉(zhuǎn)換器，控制電路采用擴(kuò)頻時(shí)鐘技術(shù)，同樣采用相同參數(shù)進(jìn)行仿真，得到仿真結(jié)果可以看出相比基本SEPIC轉(zhuǎn)換器電路，有效降低了幅值，達(dá)到減低系統(tǒng)噪聲的實(shí)驗(yàn)?zāi)康摹?/p>