基于S/LCC補償的無線能量與信號反向同步傳輸系統

靖永志， 馮偉， 譙柯， 王森， 靜國衡， 龔倩文

(1.磁浮技術與磁浮列車教育部重點實驗室，四川 成都 611756； 2.西南交通大學 電氣工程學院，四川 成都 611756)

0 引 言

無線電能傳輸作為一種實現能量無接觸的傳輸方式，極大地提高了供電的靈活性和安全性，被廣泛應用在電動汽車、植入式醫療、消費電子等領域[1-7]。當前對無線電能傳輸系統的優化設計主要從補償拓撲結構設計和耦合線圈的優化設計這兩方面進行。4種最經典的補償拓撲結構分別為S/S、S/P、P/P和P/S，其中，S和P分別代表串聯補償和并聯補償，斜線左右側分別表示無線電能傳輸系統原副邊的補償方式。但隨著人們對傳輸效率和輸出特性要求的不斷提高，高階的補償拓撲結構如LCC補償、LCL補償等逐漸受到了人們的關注[8]。與傳統的低階補償拓撲相比，LCC補償具有明顯的優勢。首先，在無線電能傳輸系統中，負載變化的情況非常常見，采用LCC補償可以在負載變化時實現恒壓或恒流輸出，其次，采用LCC補償易于實現零電壓開關，可以降低開關損耗[9-10]，在電動汽車等領域得到了廣泛的應用。

在大多數應用場合中，通常需要在能量發送端和接收端之間同步傳輸信息來實現一些特殊目的，如檢測負載和輸出電壓傳到原邊實現恒壓輸出和最大效率傳輸，以及醫療設備植入傳感器的狀態檢測、電動汽車充電電池狀態檢測等。當前國內外學者實現能量與信號同步傳輸的方式可分為共享通道傳輸和分離通道傳輸兩種。其中，分離通道傳輸是指增加單獨的信號傳輸通道，采用如藍牙、WIFI等來單獨進行信號的傳輸，這樣做不僅需要增加單獨的信號傳輸通道，且當能量傳輸功率很大時，能量傳輸對信號傳輸的干擾非常嚴重。介于分離通道傳輸的上述缺點，同時，也為了提高系統的緊湊性和降低成本，近年來，使用共享通道來實現能量與信號同步傳輸的方式成為了研究熱點[11-13]。

共享通道傳輸的實現方式主要可以分為能量調制式和載波調制式兩種。區別在于能量調制式是直接將數字信號加載在能量載波上，形成帶有特定信號的能量波形，信號傳輸頻率受到能量載波頻率的限制；載波調制式是先將信號耦合到高頻載波上，再將其加載到電能載波中。與能量調制式相比，載波調制式拓寬了基帶信號的頻譜，更有利于信號在電能通道中傳輸。在信號傳輸方向方面，當前關于能量與信號的同步傳輸的研究主要集中在信號的正向傳輸上，文獻[14-15]用幅移鍵控調制(amplitude shift keying,ASK)、頻移鍵控調制(frequency shift keying,FSK)等技術實現了信號的正向傳輸。但在實際工程應用中，為了實現輸出電壓反饋和負載檢測等功能，信號的反向傳輸也具有重要價值，且當信號反向傳輸時，在信號接收端也即能量發送端受到的電能載波的干擾更大，解調更具難度。

目前關于信號同步反向傳輸的文獻相對較少。文獻[16]提及系統信號反向傳輸對電能傳輸有一定影響，實現了較低速率的信號反向傳輸。文獻[17]采用單線圈雙諧振的結構，在實現354 W功率傳輸的同時實現了19.2 kbps的反向信號傳輸。然而關于兼顧負載端恒壓輸出和信號反向傳輸的文獻很少，文獻[18]提出了一種在變負載情況下系統電能與信號反向同步傳輸的方法，能在變負載的情況下維持輸出電壓恒定，但信號傳輸頻率受到電能傳輸頻率的限制，傳輸速率較低。本文基于負載變化的情況，在S/LCC諧振拓撲的基礎上，對基于ASK調制的信號注入式無線能量與信號同步傳輸系統進行研究，基本實現負載變化時對副邊電壓的穩定控制，同時對相關參數進行了分析設計，進一步提高信號傳輸速率，并通過實驗驗證該系統的可行性。

1 系統結構

本文在能量發送端采用串聯補償，同時，為了實現副邊的恒壓輸出，在副邊采用LCC補償。LCC補償結構是由對稱T網絡模型進一步轉化而來，可以實現正弦恒壓源輸入，正弦恒流源輸出，也可實現正弦恒流源輸入，正弦恒壓源輸出[19]。同時恒定電流的輸出值或恒定電壓的輸出值與外界負載無關，僅與網絡本身參數有關。

S/LCC諧振補償結構的能量與信號同步傳輸系統的結構圖如1所示。該電路由能量發送部分、能量接收部分、信號發送部分和信號接收部分4部分組成。

圖1 S/LCC補償結構的能量與信號反向同步傳輸系統Fig.1 Wireless power and date reverse synchronous transmission system based on S/LCC compensation

采用信號注入式的方式將信號載波耦合到能量傳輸回路中，能量和信號傳輸都通過同一松耦合變壓器LS1/LS2進行。將經過半橋逆變電路后攜帶數字信息的高頻交流信號記為VS，L1/L3、L2/L4為兩組緊耦合變壓器，信號通過緊耦合變壓器L2/L4注入能量傳輸回路，在能量發送端通過緊耦合變壓器L1/L3提取出混雜著能量和數字信息的復合信號，通過設計相應的信號解調電路，將高頻模擬信號還原為對應的數字信號，并保證最終得到的數字信息與信號源一致，從而實現信號的反向同步傳輸。其中：CS1、LS1和L1構成與原邊的S諧振補償，CS2、LS2、L2、Cf和Lf構成副邊的LCC補償。CS3與L3構成信號接收回路的諧振回路，CS4與L4構成信號發送回路的諧振回路。RS1、RS2分別為松耦合線圈LS1、LS2的內阻，R1、R2、R3、R4分別為緊耦合變壓器L1、L2、L3、L4的內阻，RD為信號接收端采樣電阻。為減小能量傳輸對信號傳輸的干擾，要求信號載波頻率至少大于能量傳輸頻率10倍以上。選定能量傳輸頻率fp為85 kHz，信號載波頻率fs為1 MHz。由以上描述可知，系統中各諧振元件的參數計算公式為

(1)

LCC補償電路中各參數滿足

(2)

由式(2)可得副邊補償電容為

(3)

因此，電路結構與單純傳輸能量時的拓撲結構完全一樣，無需對傳輸能量的松耦合線圈進行任何改變，只需要分別調整原副邊的諧振電容使電路依然諧振在能量傳輸頻率，即可保證系統的效率和性能不變。

信號接收與發送回路阻抗滿足

(4)

(5)

2 電路特性分析

2.1 能量傳輸通道特性分析

只考慮能量正向傳輸時，系統的等效電路圖如圖2所示。

將經過全橋逆變電路之后的直流電源VP等效為交流電源VIN，VIN流經由CS1，LS1和L1組成的諧振回路，此時LS1上流過頻率為85 kHz的高頻交流電，進而在原邊線圈上形成一個高頻交變的磁場，副邊線圈通過磁場耦合接受能量，經過LCC諧振回路給負載供電。將全橋整流電路后的負載RLOAD等效到整流電路前，二者的值滿足

(6)

圖2 能量傳輸回路等效電路圖Fig.2 Equivalent circuit diagram of power transmission

由式(2)及圖2可知，不考慮線圈的內阻RS2、R2時，副邊電路的等效阻抗為

(7)

由式(7)可知，副邊的LCC網絡具有阻抗變換的特性，當負載本身為阻性時，系統不會因為網絡中存在的感抗和容抗而引入額外的無功分量，同時，在副邊采用LCC網絡還可以實現恒流源輸入到恒壓源輸出的轉換，穩定輸出端的電壓。當副邊的輸入為恒流源Is時，輸出端電壓為

(8)

由式(8)可知，當副邊采用LCC諧振拓撲時，輸出端電壓UO僅與電路本身的阻抗參數X有關，與負載大小RE無關。將松耦合變壓器等效為受控電壓源加等效電感的模型，根據基爾霍夫電壓定律可知，原邊電流I1和副邊電流I2滿足：

(9)

其中：M為松耦合變壓器互感；Z11為原邊等效阻抗；Z22為副邊等效阻抗。由式(9)可知原邊電流為

(10)

忽略線圈內阻時，可得

(11)

結合式(9)和式(11)可知，此時

(12)

由式(8)和式(12)可知，此時輸出電壓為

(13)

由式(13)可知，當輸入電壓和松耦合變壓器的互感M一定時，輸出電壓的值只與電感Lf的大小有關，與負載的大小無關，從而實現在負載變化時輸出端的穩壓控制。

2.2 信號傳輸通道特性分析

采用同一松耦合機構進行能量和信號的同步傳輸時，信號的傳輸速率受到以下幾方面的約束：

1)信號在能量回路衰減。在無線傳能系統中，為提高能量傳輸功率和效率，對原副邊進行了電容補償，使原副邊工作在諧振狀態，因此該網絡具有頻率選擇性，能起到選頻濾波的作用。為保證信號載波的準確提取和解調，一般需保證信號載波頻率高于能量載波頻率10倍以上，因此電能諧振網絡在信號載波頻率下阻抗很大，這會導致信號載波在能量傳輸回路中衰減，若信號接收端接收到的信號幅值過小而不足以被識別，則會導致解調失敗。

2)電能對信號串擾。由于能量傳輸和信號傳輸采用同一松耦合機構進行，兩個通道之間會產生串擾，若電能傳輸對信號傳輸的干擾過大，會嚴重影響信號傳輸通道的信噪比，導致信號解調失敗。

下面分別對這兩項因素進行分析。首先是由信號載波引起的電壓變化，本系統信號通道的傳輸過程如圖3所示。

圖3 信號傳輸回路拓撲Fig.3 Topology of date transmission circuit

為增強數據載波強度，在信號接收端和發送端分別增加諧振電容CS3、CS4。在分析信號傳輸通道時，可將能量發送端原邊電路中逆變電路部分視為短路。由于緊耦合變壓器阻抗R1、R2、R3、R4遠小于松耦合變壓器內阻RS1、RS2，為方便計算，在下面的計算過程中，將其忽略不計。

將信號傳輸通道分為4個回路，各回路電流分別記為i1、i2、i3和i4，在回路1中，信號發送端將攜帶數字信息的高頻載波經CS4和L4諧振回路送入緊耦合變壓器；在回路2中，信號載波經過LCC能量回路傳遞到松耦合變壓器；在回路3中，信號載波通過原邊能量回路傳遞給信號接收端的緊耦合變壓器；在回路4中，信號載波經CS3和L3諧振回路傳遞給采樣電阻RD，所采集的電壓信號由后續電路進一步解調。MS和MP分別表示緊耦合變壓器和松耦合變壓器的互感。根據交流阻抗分析法，從上述分析過程中的末端向前端計算等效阻抗，可知：

(14)

式中：Zi為各回路的等效阻抗的拉氏變換，Zij為回路i反射到前一回路j的阻抗拉氏變換，i=1,2,3,4，j=1,2,3。進一步可以得到上述信號傳輸過程每部分的傳遞函數：

(15)

由式(15)可得，采樣電阻接收電壓與信號調制電源電壓之比為

(16)

結合式(14)～式(16)可知，信號傳輸回路的電壓增益與緊耦合變壓器自感、松耦合變壓器互感、松耦合變壓器自感、采樣電阻阻值、線圈內阻這幾項參數緊密相關。當傳輸距離增大時，松耦合變壓器互感降低，感應耦合能力下降，信號傳輸增益降低。信號傳輸是在能量傳輸整體框架確定的基礎上進行，即能量傳輸通道中松耦合變壓器自感和互感視為固定值。故當能量傳輸回路參數確定時，影響信號傳輸回路電壓增益的參數可只分析能量傳輸通道之外的緊耦合變壓器自感和采樣電阻阻值。緊耦合變壓器電感和采樣電阻分別變化時信號傳輸電壓增益的波特圖如圖4所示。

圖4 信號傳輸通道電壓增益波特圖Fig.4 Bode diagrams of voltage gain in the signal transmission channel

從圖4(a)中可以看出，當緊耦合變壓器電感值為1 μH時，信號傳輸回路的最大電壓增益在信號載波頻率1 MHz附近，而隨著緊耦合變壓器電感值的增加，信號傳輸回路的最大電壓增益極值點逐漸偏離信號載波頻率，實際最大電壓增益處的頻率略大于1 MHz。同時，隨著緊耦合變壓器自感值的增大，信號傳輸電壓增益呈現先增大后減小的趨勢，大約在10 μH時保持一個較大的電壓增益。因此，本文選取緊耦合變壓器電感值為10 μH，以保證信號傳輸過程中的穩定性，此時信號傳輸通道的實際最大電壓增益在1.2 MHz處，在后續實驗過程中將信號載波頻率調整為1.2 MHz以最大化信號傳輸通道的電壓增益。

圖4(b)為緊耦合變壓器電感恒定為10 μH，采樣電阻從20 Ω到1 000 Ω變化時，傳遞函數波特圖的變化情況，從中可以看出當采樣電阻阻值最大時，信號傳輸通道的電壓增益極大值最大，同時曲線在極值點附近變化陡峭，在采樣電阻阻值較大時，信號傳輸電壓增益變化較小。隨著采樣電阻的減小，信號傳輸通道的電壓增益極大值逐漸減小，同時曲線在極值點附近變化逐漸平緩。

為保證信號傳輸過程中的可靠性與穩定性，既需要信號傳輸通道在極值點附近變化較為平緩，又需要保證信號傳輸通道中的電壓增益較大，需要對各項參數進行協調設計。

上面分析了信號傳輸過程電壓增益情況，下面討論電能對信號串擾，首先可將信號接收端的信噪比定義為

(17)

其中：URD(ωS,VS)為由信號載波引起的電壓幅值變化；URD(ωP,VP)為由能量載波引起的電壓幅值變化，即為能量通道對信號通道產生的干擾。

能量載波引起的電壓幅值為

URD(ωP,VP)=G3(s)G4(s)I1。

(18)

結合式(17)、式(18)可知

(19)

結合式(14)、式(15)、式(19)可知，信號接收端的信噪比與電路中的線圈自感、互感、電阻、電容等各項參數都緊密相關，十分復雜。在數據載波頻率下，將其進一步化簡可知，當能量傳輸通道的參數確定后，信號接收端的信噪比主要由以下幾個參數決定：一是VS/VIN的比值，比值越大，信噪比越大，但同時信號傳輸通道對能量傳輸通道的干擾也會增大，二是松耦合線圈的互感系數，互感系數越大，信號傳輸通道的電壓增益越大，三是信號接收回路諧振網絡的品質因數Q3,Q3滿足[20]

(20)

當Q3增大時，有利于信號的解調，但同時，為了降低后續解調電路對系統的影響，RD不宜太小，結合RD對電壓增益影響的分析，本文選取1 kΩ的采樣電阻。

信號傳輸增益Gd和能量干擾增益Gpd與緊耦合變壓器自感值的關系如圖5所示，可以看出，電感值越大，能量載波引起的電壓幅值會略微增大，而信號載波引起的電壓幅值受影響較小，兩者之間的差值較大，始終大于20 dB，最大差值可達45 dB，可以保證信號傳輸幾乎不受能量影響。

圖5 Gd和Gpd與緊耦合變壓器自感關系Fig.5 Gd and Gpd verse tightly coupled transformer self-inductance

2.3 信號調制與解調

除了信道帶寬與信噪比之外，信號傳輸速率還與信號的調制解調技術以及編碼技術等存在著很大關系。本文采用二進制幅移鍵控(2ASK)作為數據解調方式。當數字信號為“1”時，通過半橋逆變電路將1.2 MHz的信號載波加載到能量傳輸回路中，當數字信號為“0”時，不產生1.2 MHz的高頻載波。

能量通道對信號通道產生的串擾，主要可以分為兩部分：一是能量傳輸時信號接收端的緊耦合變壓器中接收到的頻率為85 kHz的能量載波，這一部分在后續解調過程中可通過帶通濾波器的環節濾除；二是全橋逆變環節中產生的高次諧波，由于頻率和信號載波頻率較為接近，不容易被濾除。逆變環節產生的高次諧波中與信號載波頻率比較接近的為11次和13次諧波，兩種頻率引起的電壓變化分別為基波幅值的0.09和0.076倍，對后續解調電路的影響較小。

解調電路采用非相干解調實現對信號載波的準確提取，解調電路流程示意圖如圖6所示。

圖6 信號解調電路流程示意圖Fig.6 Flowchart of date demodulation circuit

采樣電阻中采集到的包含能量載波和數字載波的電壓信號經過二階有源帶通濾波器，將低頻的能量載波濾除的同時對信號載波進行放大，此時電壓信號記為U01；后續通過包絡檢測環節提取出信號載波的包絡信息，此時檢測出的包絡信息中依然存在由于電容在一個載波周期內充放電產生的高頻干擾，隨后的低通濾波環節再次濾除包絡信號中存在的高頻干擾，使包絡信號更加平整，隨后再次對包絡信號進行放大。在滯回比較環節，通過將包絡信息與預先設定好的閾值進行比較，即可解調出發送端傳輸的信息。將經過滯回比較后的最終解調信號記為U02。

3 實 驗

為驗證理論分析和設計的正確性，搭建了能量與信號同步傳輸系統的實驗平臺，如圖7所示。

圖7 能量與信號同步傳輸系統實驗平臺Fig.7 Experimental platform of power and date synchronous transmission system

整個實驗平臺可以分為以下幾個部分：電源模塊、PWM產生模塊、電能發送模塊、電能接收模塊、信號發送模塊、信號接收模塊以及耦合線圈。其中，電能發送模塊和信號接收模塊集成在一塊PCB中，電能接收模塊和信號發送模塊集成在一塊PCB中，實現信號的反向傳輸。采用DSP生成PWM信號對能量發送端的全橋逆變電路進行控制。為了減小松耦合線圈的尺寸，且考慮到圓形線圈繞制方便，松耦合線圈采用雙層對稱線圈設計。系統的具體參數如表1所示。

3.1 能量單獨傳輸

在搭建好的能量與信號同步傳輸實驗平臺上單獨驗證能量傳輸的功能。實現了兩線圈相距1 cm時，輸入電壓24 V到輸出電壓24 V的無線傳輸，在額定負載28.8 Ω下，輸出電壓24.1 V, 輸出功率20 W。單獨傳輸能量時，MOS管的UGS和UDS波形如圖8所示。

表1 能量與信號同步傳輸系統參數

圖8 MOS管UGS和UDS波形Fig.8 Driving voltage waveforms and output voltage waveform of MOS transistor

從圖8中可以看出，當UGS由上升時，UDS已降為0，實現了ZVS軟開關。分別對有信號傳輸和無信號傳輸時，負載從18 Ω調整到55 Ω，對輸出電壓進行了測試，兩種情況下輸出電壓的曲線完全重合，曲線如圖9所示，即有無信號傳輸對輸出電壓無明顯影響。由于實際選用的電感、電容值與理論計算值稍有偏差，輸出電壓還是存在一定范圍內的波動。從圖9可以看出，輸出電壓隨負載電阻的增大而增大，當負載從18 Ω變為55 Ω時，輸出電壓在額定電壓的±5%內波動，與負載變化幅度相比，輸出電壓變化幅度很小，基本實現了在負載變化時將輸出電壓穩定在一定范圍內。

圖9 不同負載時的輸出電壓波形Fig.9 Output voltage waveform under different load resistance

3.2 信號單獨傳輸

在實驗平臺上單獨對信號傳輸功能進行驗證，設定ASK編碼為固定序列“11001010”，信號傳輸速率為100 kbps。利用DSP輸出兩路互補的1.2 MHz的PWM信號控制信號調制電路中半橋逆變電路開關管的導通和關斷，同時單獨用一路輸出信號控制信號調制電路中驅動芯片的使能腳ENABLE，當編碼為“1”時，使能腳為高電平，輸出1.2 MHz的高頻載波，當編碼為“0”時，芯片使能腳為低電平，無高頻載波輸出。圖10中通道1為信號載波經過有源帶通濾波器后的波形U01。通道2為最終解調出來的波形U02。從圖10中可以看出，單獨傳輸信號時，可以實現100 kbps信號的穩定傳輸和解調。

圖10 信號解調部分波形Fig.10 Waveforms of signal demodulation

3.3 能量和信號同步傳輸

圖11和圖12分別為傳輸20 W能量時，100 kbps與150 kbps的信號同步反向傳輸時，信號傳輸通道中各階段的波形，UL2為信號發送端緊耦合變壓器電壓波形。

圖11 100 kbps的信號反向傳輸波形Fig.11 Waveforms of 100 kbps date reverse transmission

從圖11可以看出，當數字編碼為“0”時，UL2中只有頻率為85 kHz能量載波，當數字編碼為“1”時，UL2在85 kHz能量載波的基礎上疊加了1.2 MHz的信號載波，證明信號載波已成功加載在能量傳輸回路中。經過二階有源帶通濾波器后，電壓中頻率為85 kHz的能量載波基本被濾除，但U01中還存在能量傳輸回路全橋電路中MOS管開關導致的電壓尖峰，后續的信號解調電路會進一步濾除尖峰，減小對滯回比較環節的干擾。由于解調電路中存在運放、電容等元件，解調出的信號與經過帶通濾波器后的信號相比有4 μs左右的延時，圖中表示為Δt。由以上分析可知，信號解調電路能實現對傳輸速率為100 kbps和150 kbps的信號的準確提取及解調。

圖12 150 kbps的信號反向傳輸波形Fig.12 Waveforms of 150kbps date reverse transmission

3.4 誤碼率測試

為測試整套無線能量與信號反向同步傳輸系統在各種運行情況下信號傳輸的準確性和可靠性，對信號傳輸的誤碼率進行了測試，誤碼率測試原理如圖13所示，采用串口調試助手和USB轉TTL設備接入信號調制電路和解調電路進行信號的發送和接收，對兩組數據進行對比可以計算出信號傳輸過程中的誤碼率。測試時發送數據為0xF0，每次測試發送10 000個數據，測試中改變信號波特率以及能量功率以得到不同運行條件誤碼率。

圖13 信號傳輸誤碼率測試原理圖Fig.13 Flowchart for testing bit error rate

誤碼率測試結果如表2所示，其中能量為0代表信號單獨傳輸?？梢钥闯?，當傳輸信號速率為150 kbps及以下時，誤碼率幾乎為0，只是在信號速率為150 kbps和能量功率為20 W時，誤碼率為0.01%。當增大信號傳輸速率為200 kbps時，開始出現誤碼，誤碼率維持在0.1%左右。另一方面，能量功率大小對誤碼率略有影響，在信號同一傳輸速率下，能量功率低時，誤碼率略低一點。總之，在滿足能量正常傳輸的同時，信號傳輸速率可達200 kbps，誤碼率低至0.1%。

表2 誤碼率測試結果

4 結 論

本文基于S/LCC諧振補償完成了無線能量與信號的反向同步傳輸，以維持負載端輸出電壓穩定和提高信號傳輸速率為目標。給出了能量與信號同步傳輸回路拓撲結構及參數設計方法，分別對能量傳輸回路和信號傳輸回路的電路特性以及能量傳輸回路與信號傳輸回路之間的串擾進行了分析。實驗表明當負載在18 Ω到55 Ω范圍變化時，輸出電壓波動在±5%以內，所設計的S/LCC補償電路具有較好的穩壓效果；在實現負載端電壓相對穩定的基礎上，達到了兼顧能量傳輸和200 kbps高速信號同步反向穩定傳輸的效果，誤碼率可低至0.1%左右，通過實驗證明了該拓撲及參數設計方法的可行性。