一種基于完全互補(bǔ)碼波形設(shè)計(jì)的抗間歇式采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾方法

余 濤 周正春 杜小勇 鮑慶龍 何 元

①(西南交通大學(xué)數(shù)學(xué)學(xué)院 成都 610031)

②(西南交通大學(xué)信息科學(xué)與技術(shù)學(xué)院 成都 610031)

③(國防科技大學(xué)電子科學(xué)學(xué)院 長沙 410073)

④(北京郵電大學(xué)信息與通信工程學(xué)院 北京 100876)

1 引言

現(xiàn)如今，雷達(dá)正面臨著日趨嚴(yán)峻的電磁環(huán)境，快速發(fā)展的電子干擾技術(shù)極大地降低了雷達(dá)探測(cè)能力[1,2]。隨著數(shù)字射頻存儲(chǔ)(Digital Radio Frequency Memory, DRFM)技術(shù)的發(fā)展，各式各樣的干擾得到了廣泛的應(yīng)用[3]。間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾(Interrupted-Sampling Repeater Jamming, ISRJ)作為其中一種典型的相干干擾，其原理是通過對(duì)雷達(dá)發(fā)射波形進(jìn)行截取采樣、重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)，最終實(shí)現(xiàn)在時(shí)域和頻域的有效干擾[4,5]。由于ISRJ具有實(shí)時(shí)快速響應(yīng)、波形適應(yīng)性強(qiáng)以及威脅性大的特點(diǎn)，給雷達(dá)系統(tǒng)帶來嚴(yán)峻挑戰(zhàn)。因此，研究有效的抗ISRJ技術(shù)對(duì)保證雷達(dá)的生存和正常運(yùn)轉(zhuǎn)具有重要意義。

目前，抗ISRJ的方法通常可以分為兩類，即接收端信號(hào)處理和波形設(shè)計(jì)。第1類對(duì)于接收端信號(hào)處理對(duì)抗ISRJ的方法，其主要是在時(shí)頻域進(jìn)行特征辨識(shí)并重構(gòu)干擾或者抑制干擾[6-9]。然而，由于時(shí)頻域分辨的精度問題，會(huì)影響干擾信號(hào)的重構(gòu)與抑制；此外，由于僅僅考慮了接收端的信號(hào)處理技術(shù)而忽略了發(fā)射波形的設(shè)計(jì)，使得其可利用的自由度有限。第2類對(duì)于波形設(shè)計(jì)對(duì)抗ISRJ的方法，其主要包括發(fā)射端波形設(shè)計(jì)方法以及發(fā)射波形與濾波器聯(lián)合設(shè)計(jì)的方法。其中，文獻(xiàn)[10]設(shè)計(jì)了一種脈內(nèi)正交的線性調(diào)頻相位編碼波形，將間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾拆分成不同的子信號(hào)，利用其相應(yīng)匹配濾波器對(duì)干擾進(jìn)行有效偵察識(shí)別、干擾對(duì)抗，但其僅考慮了直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾。文獻(xiàn)[11]通過設(shè)計(jì)稀疏多普勒波形破壞干擾信號(hào)的多普勒連續(xù)性，并根據(jù)波形時(shí)域等間隔副瓣特性提出滑窗抽取檢測(cè)方法，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)對(duì)干擾信號(hào)的識(shí)別和抑制。文獻(xiàn)[12]則根據(jù)間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾特點(diǎn)，設(shè)計(jì)相互正交的工作波形和保護(hù)波形對(duì)抗干擾。文獻(xiàn)[13]提出一種基于線性調(diào)頻信號(hào)(Linear Frequency Modulation, LFM)分段脈沖壓縮的抗間歇采樣干擾方法，采用分段的LFM信號(hào)作為匹配濾波器脈沖響應(yīng)信號(hào)，構(gòu)造窄帶濾波器組，將沒被采樣的信號(hào)段分選出來進(jìn)行干擾對(duì)抗。但是，需要自適應(yīng)選取干擾抑制門限進(jìn)行干擾剔除，同時(shí)存在干擾殘余帶和柵瓣，會(huì)影響目標(biāo)檢測(cè)。針對(duì)該問題，文獻(xiàn)[14]和文獻(xiàn)[15]分別提出了一種基于脈內(nèi)步進(jìn)LFM波形和脈內(nèi)Costas頻率步進(jìn)的LFM波形抗ISRJ的方法。但是均需要剔除干擾，導(dǎo)致存在子段脈壓后選擇合適門限抑制干擾的問題。同時(shí)，直接將被干擾的子脈沖剔除會(huì)帶來脈壓增益損失。因此，文獻(xiàn)[16-18]研究了發(fā)射波形和接收濾波器聯(lián)合設(shè)計(jì)的方法，在獲取干擾機(jī)干擾參數(shù)的前提下，通過抑制ISRJ信號(hào)和接收濾波器脈壓輸出能量進(jìn)行收發(fā)聯(lián)合優(yōu)化從而實(shí)現(xiàn)了干擾抑制，同時(shí)通過優(yōu)化目標(biāo)的旁瓣能量以保證脈沖壓縮低旁瓣性能。但是此類方法需要求解復(fù)雜的波形優(yōu)化問題，同時(shí)編碼長度越長優(yōu)化過程耗時(shí)越長。

文獻(xiàn)[19]基于脈內(nèi)分段脈壓信號(hào)處理方式和互補(bǔ)序列自相關(guān)求和零旁瓣特征，實(shí)現(xiàn)了具有低距離旁瓣的雷達(dá)波形設(shè)計(jì)。而針對(duì)目前抗ISRJ的波形設(shè)計(jì)方法，一方面需要保證雷達(dá)波形具有低距離旁瓣，以提高目標(biāo)的檢測(cè)性能；另一方面需要保證雷達(dá)波形能夠有效地對(duì)抗干擾。因此，得益于頻域正交、分段脈壓的思想[19]，為了有效地抑制干擾，本文提出一種基于完全互補(bǔ)碼來設(shè)計(jì)抗ISRJ的方法。完全互補(bǔ)碼因其理想的相關(guān)函數(shù)特性[20]，廣泛應(yīng)用于通信和雷達(dá)系統(tǒng)中[21]。其中，文獻(xiàn)[18]基于互補(bǔ)序列集通過脈沖串的形式進(jìn)行了ISRJ信號(hào)的對(duì)抗。但是，利用完全互補(bǔ)碼通過脈內(nèi)單脈沖的形式進(jìn)行干擾對(duì)抗的相關(guān)研究暫時(shí)沒有。于是，本文基于完全互補(bǔ)碼提出了一種設(shè)計(jì)雷達(dá)系統(tǒng)發(fā)射子脈沖順序和接收濾波器系數(shù)的方法，使設(shè)計(jì)的發(fā)射波形和接收濾波器具有較好的脈壓特性和抗干擾能力。同時(shí)，完全互補(bǔ)碼具有快速生成長編碼的閉式構(gòu)造方法、理想的相關(guān)函數(shù)特性以及無需復(fù)雜的接收端信號(hào)處理的特點(diǎn)，故研究利用完全互補(bǔ)碼進(jìn)行干擾對(duì)抗具有重要優(yōu)勢(shì)。

本文具體思路是，在認(rèn)知獲取干擾機(jī)的干擾參數(shù)的先驗(yàn)信息前提下，針對(duì)ISRJ間斷不連續(xù)采樣的特點(diǎn)，通過波形組合的方式將完全互補(bǔ)碼中的互補(bǔ)序列調(diào)制至不同頻點(diǎn)以子脈沖的形式分段合并為恒模單脈沖雷達(dá)波形。在信號(hào)處理時(shí)再將各個(gè)互補(bǔ)序列進(jìn)行分離，然后分別利用完全互補(bǔ)碼中互補(bǔ)序列自相關(guān)求和以及互相關(guān)求和的信號(hào)處理流程實(shí)現(xiàn)低距離旁瓣以及抗干擾。最后，通過仿真實(shí)驗(yàn)，給出了設(shè)計(jì)波形的性能指標(biāo)，同時(shí)也驗(yàn)證了方法的有效性。

2 完全互補(bǔ)碼及間歇采樣干擾樣式分析

2.1 完全互補(bǔ)碼

設(shè){x0,x1,...,xD-1}是 一個(gè)大小為D， 長度為L的恒模序列集，其中xd=[xd(1),xd(2),...,xd(L-1)]。如果它們的自相關(guān)函數(shù)對(duì)于所有的時(shí)延k滿足

2.2 完全互補(bǔ)碼的性質(zhì)

以維度為 (2,2,10)的完全互補(bǔ)碼為例，介紹完全互補(bǔ)碼的性質(zhì)，具體數(shù)值為:a= [1,1,-1,1,-1,1,-1,-1,1,1],b=[1,1,-1,1,1,1,1,1,-1,-1],c=[-1,-1,1,1,1,1,1,-1,1,1,]d=[-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,-1,-1].

圖1給出了完全互補(bǔ)碼{{a,b},{c,d}}的相關(guān)函數(shù)。由圖1以及完全互補(bǔ)碼的定義可知，完全互補(bǔ)碼具有理想的自相關(guān)求和以及互相關(guān)求和特性。同時(shí)，文獻(xiàn)[23,24]通過計(jì)算機(jī)搜索了一些維度為 (4,4,3),(4,4,5) , (4,4,7) , (4,4,9) , (4,4,11) 和 (4,4,13)的二相完全互補(bǔ)碼，可認(rèn)為是完全互補(bǔ)碼核。而維度更靈活的完全互補(bǔ)碼可由這6種完全互補(bǔ)碼核通過克羅內(nèi)克積方法以及通過文獻(xiàn)[25]中多變?cè)瘮?shù)方法得到，以易于滿足實(shí)際雷達(dá)波形參數(shù)的需求。此外，與傳統(tǒng)優(yōu)化算法設(shè)計(jì)發(fā)射波形的方法相比，基于完全互補(bǔ)碼的雷達(dá)波形可以快速生成長編碼低旁瓣的信號(hào)。因此，理想的自相關(guān)和互相關(guān)特性以及可快速生成長編碼信號(hào)是完全互補(bǔ)碼用于雷達(dá)干擾對(duì)抗波形的重要優(yōu)勢(shì)。

圖1 完全互補(bǔ)碼的相關(guān)函數(shù)

2.3 間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾樣式

間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾通過對(duì)雷達(dá)信號(hào)進(jìn)行采樣和快速轉(zhuǎn)發(fā)，巧妙利用脈壓雷達(dá)的匹配濾波特性，可以產(chǎn)生相干假目標(biāo)串的干擾效果[4]。本文考慮基本的間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾模型[13]：間歇采樣直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾和間歇采樣重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾。其采樣和轉(zhuǎn)發(fā)過程如圖2所示。從中可看出，間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾具有時(shí)域不連續(xù)采樣的特點(diǎn)，且對(duì)雷達(dá)發(fā)射信號(hào)只能部分采樣。即：在干擾機(jī)采樣和信號(hào)分段同步的情況下，采樣子段S0時(shí)，子段S1沒有被采樣，可認(rèn)為子段S0為子段S1作了掩護(hù)。因此，利用沒被采樣信號(hào)進(jìn)行雷達(dá)參數(shù)提取是一種可行的方案。于是，本文基于完全互補(bǔ)碼通過頻域正交的方式將所有互補(bǔ)波形編入單脈沖信號(hào)。然后在接收端處理時(shí)，利用完全互補(bǔ)碼的理想自相關(guān)和互相關(guān)特性，對(duì)沒被干擾機(jī)采樣的子段進(jìn)行分段脈壓求和以提取目標(biāo)參數(shù)，對(duì)干擾機(jī)采樣的子段進(jìn)行失配分段脈壓處理以達(dá)到抗干擾的目的。

圖2 間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾示意圖

3 脈內(nèi)完全互補(bǔ)碼波形抗干擾設(shè)計(jì)

3.1 脈內(nèi)步進(jìn)完全互補(bǔ)碼波形

本文基于單脈沖脈內(nèi)互補(bǔ)雷達(dá)模型[19]：設(shè)S={S0,S1,...,SM-1}為一組維度為 (M,D,L)的完全互補(bǔ)碼，其中Si={xi,0,xi,1,...,xi,D-1}是大小為D，長度為L的互補(bǔ)序列集， 0≤i ≤M-1。設(shè)碼元寬度為tp，單脈沖編碼長度為MDL，則整個(gè)單脈沖寬度為T=MDLtp。利用頻域正交設(shè)計(jì)，即單脈沖脈內(nèi)有MD個(gè)頻點(diǎn)，每個(gè)頻點(diǎn)上分別調(diào)制碼長為L的互補(bǔ)序列相位編碼信號(hào)xi,d。則雷達(dá)基帶發(fā)射波形可表示為

其中， e-j2πfdt為多普勒項(xiàng)，fd=2v/λ。由于單脈沖互補(bǔ)波形在脈內(nèi)有MD個(gè)頻點(diǎn)，于是脈內(nèi)多普勒項(xiàng)與各個(gè)頻點(diǎn)的波長λ0,λ1,...,λMD-1有關(guān)。但是，根據(jù)文獻(xiàn)[19]可知脈內(nèi)多頻點(diǎn)導(dǎo)致的多普勒偏移不一致可忽略不計(jì)。也就是單脈沖的回波多普勒項(xiàng)近似可看成只與f0有關(guān)，即

其中， c為光速。同時(shí)，從式(7)可知單脈沖脈內(nèi)不同互補(bǔ)波形的多普勒項(xiàng)可近似看成常數(shù)，因此將不會(huì)影響脈內(nèi)的完全互補(bǔ)碼的相關(guān)函數(shù)特性。所以，單脈沖脈內(nèi)互補(bǔ)波形對(duì)于運(yùn)動(dòng)目標(biāo)也具有較好的檢測(cè)效果。

3.2 分段脈壓抗干擾處理流程

根據(jù)間歇采樣原理，干擾機(jī)對(duì)單脈沖信號(hào)采樣只能分段部分采樣，因此脈內(nèi)完全互補(bǔ)碼波形的子脈沖之間可以互相掩護(hù)。基于脈內(nèi)完全互補(bǔ)碼波形的抗間歇采樣干擾方法：首先根據(jù)干擾機(jī)的采樣脈沖寬度τ和采樣重復(fù)周期Ts，獲得采樣占空比τ/Ts=1/M；然后選擇維度為 (M,D,L)的完全互補(bǔ)碼通過頻域正交的方式編入單脈沖信號(hào)；最后利用帶通濾波器組在頻率上對(duì)回波信號(hào)進(jìn)行分段，然后將分段后信號(hào)進(jìn)行子脈沖分段脈壓求和。但由于間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號(hào)與雷達(dá)發(fā)射信號(hào)的強(qiáng)相干性，且干擾能量遠(yuǎn)大于目標(biāo)能量。于是分段脈壓時(shí)需恰當(dāng)設(shè)計(jì)分段脈壓系數(shù)，以獲取較好的脈壓性能以及更好的干擾抑制效果。下面將詳細(xì)分析抗直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾的處理原理，而抗重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾的處理原理與之類似，不再贅述。

抗直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾：根據(jù)干擾機(jī)的采樣脈沖寬度τ和采樣重復(fù)周期Ts，獲得采樣占空比τ/Ts=1/M，其中M為整數(shù)。然后選擇一個(gè)維度為(M,D,L)的完全互補(bǔ)碼S，按照?qǐng)D3通過頻域步進(jìn)的方式將完全互補(bǔ)碼S編入單脈沖信號(hào)，具體編入順序?yàn)?/p>

圖3 單脈沖互補(bǔ)波形時(shí)頻域示意圖

其中每個(gè)互補(bǔ)序列子脈沖時(shí)寬為τ。根據(jù)直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾原理可知，在每個(gè)采樣周期Ts=Mτ中部分發(fā)射信號(hào)被截獲，即S0,0(t),S0,1(t)ej2πM?ft,...,S0,D-1(t)ej2π(DM-M)?ft，然后對(duì)截獲的部分信號(hào)進(jìn)行延時(shí)轉(zhuǎn)發(fā)。最后，將回波信號(hào)通過帶通濾波器組進(jìn)行分段脈壓求和處理，如圖4所示，其中回波信號(hào)經(jīng)過信道分離后第k+1路為

圖4 分段脈壓處理示意圖

從式(10)可知，為了抑制被截獲的部分信號(hào)，本文利用完全互補(bǔ)碼的理想互相關(guān)特性進(jìn)行抑制，即完全互補(bǔ)碼的最后1行(分段脈壓系數(shù))與第1行(采樣干擾信號(hào))相互正交。而目標(biāo)信號(hào)利用完全互補(bǔ)碼的理想自相關(guān)特性以獲得零旁瓣的脈壓輸出。根據(jù)文獻(xiàn)[19]，最后分段脈壓求和的輸出為

其中，τ1表示目標(biāo)回波距離時(shí)延，τ2表示干擾信號(hào)距離時(shí)延。式(11)中第1部分目標(biāo)脈壓輸出由主瓣能量和旁瓣能量組成，主瓣能量由完全互補(bǔ)碼的理想自相關(guān)特性而得到較好的積累，旁瓣能量則由不同頻點(diǎn)之間的互補(bǔ)序列互相關(guān)之和而得到一定的抑制；式(11)中第2部分干擾信號(hào)脈壓輸出僅由旁瓣能量構(gòu)成，由于干擾信號(hào)的主瓣能量由完全互補(bǔ)碼的理想互相關(guān)特性而得到一定的抑制。因此理論結(jié)果表明，在間歇式采樣直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾場(chǎng)景下，本文提出的波形將會(huì)具備較低的距離旁瓣性能以及較好的抗干擾效果。此外，本文的信號(hào)處理方式是一種失配處理，相比于匹配處理會(huì)損失一定的主瓣能量，能量損失由信號(hào)處理過程中信道化分離以及非匹配濾波所導(dǎo)致。

4 仿真實(shí)驗(yàn)與分析

為了驗(yàn)證基于完全互補(bǔ)碼所設(shè)計(jì)的發(fā)射波形和接收濾波器的抗間歇采樣干擾的性能，設(shè)計(jì)3組實(shí)驗(yàn)： (1)在同步采樣情況下，分析本文所提方法抗間歇采樣直接轉(zhuǎn)發(fā)式干擾和抗間歇采樣重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)式干擾的效果；(2)分析本文所設(shè)計(jì)的發(fā)射波形和接收濾波器的低旁瓣和正交性能；(3)在目標(biāo)運(yùn)動(dòng)場(chǎng)景下，分析本文所提方法的抗干擾能力。

4.1 抗轉(zhuǎn)發(fā)式干擾效果

本節(jié)將對(duì)設(shè)計(jì)的發(fā)射波形和接收濾波器在間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)式干擾場(chǎng)景下的性能進(jìn)行分析。首先，針對(duì)直接轉(zhuǎn)發(fā)式干擾，仿真參數(shù)如表1所示。考慮干擾機(jī)同步采樣轉(zhuǎn)發(fā)，干擾采樣占空比為50%，則本文所提方法抗直接轉(zhuǎn)發(fā)式干擾如圖5所示。

表1 直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾仿真參數(shù)

圖5 同步采樣直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾回波處理結(jié)果

從圖5(a)可以看出，在匹配濾波情況下，基于完全互補(bǔ)碼波形可獲得目標(biāo)的低距離旁瓣，但會(huì)出現(xiàn)單假目標(biāo)，進(jìn)而從幅度上壓制目標(biāo)信號(hào)。與此相比，從圖5(b)可看出，本文基于完全互補(bǔ)碼設(shè)計(jì)的信號(hào)的輸出，干擾信號(hào)被有效地抑制，無法對(duì)目標(biāo)形成幅度上的干擾。同時(shí)，與文獻(xiàn)[10,13-15]類似，根據(jù)干擾采樣占空比的大小，抗直接轉(zhuǎn)發(fā)式干擾會(huì)損失相應(yīng)的能量，但對(duì)干擾均具有較好的抑制效果。此外，相比于文獻(xiàn)[10,13-15]，本文的信號(hào)處理更為簡(jiǎn)單，無需進(jìn)行強(qiáng)干擾信號(hào)的識(shí)別和剔除，可減少雷達(dá)信號(hào)處理的負(fù)擔(dān)。同時(shí)，基于完全互補(bǔ)碼設(shè)計(jì)的抗干擾波形具有較低的距離旁瓣以及可快速生成長編碼信號(hào)的優(yōu)勢(shì)。

接著，針對(duì)重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)式干擾。考慮維度為(4,4,5)的完全互補(bǔ)碼，脈寬為80 μs，子脈沖帶寬為1 MHz，子脈沖數(shù)為16，目標(biāo)所處采樣點(diǎn)位置為8 000。考慮干擾機(jī)同步采樣轉(zhuǎn)發(fā)，重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)次數(shù)為3次，干擾信號(hào)所處采樣點(diǎn)位置為8 500, 9 000和9 500，重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾采樣寬度τ=5 μs，采樣重復(fù)周期Ts=20μs，信干比為–15 dB，信噪比為0 dB。則本文所提方法抗重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)式干擾如圖6所示。

圖6 同步采樣重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾回波處理結(jié)果

從圖6(a)可以看出，在匹配濾波情況下，間歇采樣重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)式干擾會(huì)形成密集假目標(biāo)干擾，輸出的干擾目標(biāo)數(shù)量較多且干擾峰值較高，對(duì)真實(shí)目標(biāo)起到一定的壓制和欺騙的效果。與此相比，從圖6(b)可看出，本文基于完全互補(bǔ)碼設(shè)計(jì)的信號(hào)的輸出，干擾信號(hào)被有效地抑制，無法對(duì)目標(biāo)形成幅度和數(shù)量上的干擾。

從前面的分析可以看到，在獲取干擾機(jī)參數(shù)的先驗(yàn)信息基礎(chǔ)之上，利用本文方法可以對(duì)ISRJ實(shí)現(xiàn)有效的抑制。為了進(jìn)一步評(píng)估本文方法性能，將分析所提方法的性能對(duì)ISRJ的采樣脈寬和采樣重復(fù)周期的敏感性。選取表1同步采樣直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾的參數(shù)，本文所提方法在不同干擾參數(shù)下ISRJ信號(hào)脈壓輸出峰值如圖7所示。

圖7 不同干擾參數(shù)下ISRJ信號(hào)脈壓輸出峰值

圖7(a)為信干比固定為0 dB、采樣重復(fù)周期固定為16 μs下，不同采樣占空比條件下干擾信號(hào)和接收濾波器的脈壓輸出峰值。從中可以看出，采樣占空比大于0.1且小于0.4時(shí)，干擾信號(hào)脈壓峰值高于–20 dB，這表明本文方法的性能對(duì)于ISRJ的采樣脈寬誤差較為敏感，實(shí)際應(yīng)用時(shí)對(duì)采樣脈寬存在一定精度要求。圖7(b)為信干比固定為0 dB、采樣占空比固定為50%下，不同采樣重復(fù)周期條件下干擾信號(hào)和接收濾波器的脈壓輸出峰值。觀察可得，隨著采樣重復(fù)周期偏離預(yù)設(shè)值16 μs時(shí)，干擾峰值逐漸增加，當(dāng)大于18 μs時(shí)，干擾信號(hào)脈壓峰值高于–20 dB，這表明本文方法的性能對(duì)于ISRJ的重復(fù)周期較為敏感，實(shí)際應(yīng)用時(shí)對(duì)ISRJ的重復(fù)周期估計(jì)具有精度要求。圖7(c)為不同信干比條件下本文方法的干擾信號(hào)脈壓輸出峰值性能。可以看出，隨著信干比的增加，本文方法具有較低的干擾峰值，可以滿足抗干擾檢測(cè)需求。

4.2 低旁瓣和正交性能分析

4.1節(jié)分析了所提方法抗不同樣式的間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾的效果。仿真結(jié)果與理論分析結(jié)果相同，在獲得目標(biāo)信號(hào)較低的距離旁瓣的同時(shí)能有效抑制干擾信號(hào)。但是，存在干擾采樣子脈沖間的過渡帶和旁瓣對(duì)目標(biāo)檢測(cè)影響，即式(11)中的目標(biāo)信號(hào)和干擾信號(hào)的旁瓣能量，這是由不同信道之間的互補(bǔ)序列互相關(guān)之和所造成的。由于干擾信號(hào)能量一般大于目標(biāo)能量，故干擾采樣子脈沖間的旁瓣對(duì)目標(biāo)檢測(cè)影響特別大。因此，本節(jié)將分析所提方法的低旁瓣和正交性能，采用表1的參數(shù)，仿真結(jié)果如圖8所示。

圖8 完全互補(bǔ)碼的性能分析

為了利用完全互補(bǔ)碼的性質(zhì)，需要將完全互補(bǔ)碼通過頻域正交的方式將完整的完全互補(bǔ)碼編入單脈沖信號(hào)，則子脈沖間須進(jìn)行跳頻。從圖8可以看出，步進(jìn)跳頻越大，目標(biāo)信號(hào)的低旁瓣性能越好。同時(shí)，干擾的諧波抑制效果越好，但這會(huì)增大系統(tǒng)帶寬和采樣率，給雷達(dá)帶來其他負(fù)擔(dān)，需要折中考慮。

4.3 運(yùn)動(dòng)目標(biāo)效果分析

設(shè)雷達(dá)載頻為3 GHz，目標(biāo)運(yùn)動(dòng)速度為500 m/s,ISRJ干擾機(jī)速度為0 m/s。選取4.1節(jié)中表1的仿真參數(shù)進(jìn)行本文波形和傳統(tǒng)互補(bǔ)波形仿真對(duì)比，如圖9所示。

圖9 運(yùn)動(dòng)目標(biāo)脈壓處理結(jié)果

從圖9(a)可以看出，匹配濾波情況下，對(duì)于運(yùn)動(dòng)目標(biāo)，基于完全互補(bǔ)碼波形仍可獲得較低的距離旁瓣，但在間歇采樣直接轉(zhuǎn)發(fā)式干擾下仍會(huì)出現(xiàn)單假目標(biāo)。與此相比，從圖9(b)可以看出，本文基于完全互補(bǔ)碼設(shè)計(jì)的信號(hào)的輸出，干擾信號(hào)被有效地抑制，無法對(duì)目標(biāo)形成幅度上的干擾。同時(shí)，對(duì)于運(yùn)動(dòng)目標(biāo)，本文設(shè)計(jì)波形仍可獲得較低的距離旁瓣。所以，仿真結(jié)果與理論分析結(jié)果相同，本文設(shè)計(jì)波形對(duì)于動(dòng)態(tài)目標(biāo)具有較好的檢測(cè)效果。此外，圖10給出了本文設(shè)計(jì)波形模糊函數(shù)的3維圖。

圖10 本文完全互補(bǔ)碼波形的模糊函數(shù)

從圖10可以看出，速度從–500～500 m/s變化，模糊函數(shù)中目標(biāo)距離旁瓣始終低于–19 dB，干擾信號(hào)也被有效地抑制。換言之，本文所提波形在不同速度下，旁瓣較平坦起伏不大，說明本文所設(shè)計(jì)波形具有較穩(wěn)健的多普勒容忍度且能抑制ISRJ干擾。

5 結(jié)束語

對(duì)于抗間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾問題，在獲取干擾機(jī)的干擾參數(shù)先驗(yàn)信息的前提下，本文提出了一種基于完全互補(bǔ)碼和接收濾波器聯(lián)合設(shè)計(jì)的抗干擾方法。通過頻域正交的方式將完全互補(bǔ)碼按照子脈沖掩護(hù)的方法編入單個(gè)脈沖，然后利用完全互補(bǔ)碼的性質(zhì)以對(duì)抗間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾并保證較低的距離旁瓣。同時(shí)，所設(shè)計(jì)的波形具有較穩(wěn)健的多普勒容忍度。最后需要指出的是，本文方法利用了完全互補(bǔ)碼理想的互相關(guān)性質(zhì)，則無需識(shí)別和剔除干擾就能有效地抑制強(qiáng)干擾。另外，本文方法的關(guān)鍵在于通過波形組合的方式進(jìn)行抗干擾，所以不用進(jìn)行復(fù)雜的優(yōu)化求解，能夠快速生成長編碼信號(hào)，在線設(shè)計(jì)能力強(qiáng)。