一種無橋高增益單級LED驅動電路及其混合控制策略

摘"要：

中小功率的LED驅動電源中，傳統兩級LED驅動電源存在體積大、成本高以及傳統Boost PFC電路在低壓輸入時導通損耗大等問題。為此提出一種由無橋二次型Boost PFC電路和DCDC LLC電路集成的無橋高增益單級LED驅動電路，實現了高電壓增益、功率開關器件軟開關、一套控制電路和高電路轉換效率。針對單級電路在電網輸入電壓變化引起直流母線電壓變動范圍大等問題，設計一種適用于所提電路的APWMPFM混合控制策略，并對混合控制原理和控制過程進行詳細分析。最后設計一臺200 W的實驗樣機，在輸入電壓80～120 Vrms范圍內，占空比最大為0.5，最大電壓增益為6.7，直流母線電壓基于網側特性和LLC電路特性設計在700 V以內，樣機的功率因數值均高于0.990，THD均低于15%。在滿載條件下，110 Vrms輸入時，樣機效率為93.20%，相比于傳統無橋PFC，電壓增益提高了2.21倍，實現了高電壓增益和軟開關，有效提升了在低壓輸入條件下的電路轉換效率。仿真和實驗結果驗證了所提出電路和控制方法的有效性。

關鍵詞：LED驅動電路；功率因數校正；高增益Boost與LLC電路集成；混合控制策略；軟開關

DOI：10.15938/j.emc.2024.01.011

中圖分類號：TM46

文獻標志碼：A

文章編號：1007-449X（2024）01-0105-15

Bridgeless high gain singlestage LED driver and its hybrid control strategy

LIU Guangqing，"LIN Weiming，"CHEN Xinwei

（Fujian Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion， Fuzhou University， Fuzhou 350108， China）

Abstract：

The traditional twostage LED driver is usually used in the small and medium power LED drivers， resulting in some problems such as large in size and high in cost， and a large conduction loss at low voltage input， etc. To solve the above problems， a bridgeless high gain singlestage LED driver integrated by a bridgeless quadratic Boost PFC circuit and DCDC LLC circuit was proposed， in which high voltage gain and soft switching can be realized， a set of control circuit is needed and the circuit efficiency can be improved. Aiming at the problem that the DC bus voltage variation range of the proposed singlestage circuit needs to be regulated， the APWMPFM hybrid control strategy suitable for the proposed circuit was proposed and analyzed and the hybrid control principle and the control process were analyzed in detail. Finally， computer simulation was carried out and a 200 W experimental prototype was built up. In the range of input voltage 80-120 Vrms， when the duty cycle is 0.5， the maximum voltage gain is obtained to be 6.7， the power factor value of the prototype can be achieved to be higher than 0.990 in all line voltage ranges， the THD can be reduced to be lower than 15% and the DC bus voltage is regulated to be under 700 V to equilibrate the line characteristics and LLC performance. Under full load condition， the prototype efficiency can reach up to 93.20% when the input voltage is 110 Vrms. Compared with the traditional twostage converter， the voltage gain is increased by 2.21 times， high voltage gain and soft switching are achieved， the efficiency under lowvoltage input condition is effectively improved. The proposed circuit and control method have been proved to be effective by the simulation and experimental results.

Keywords：LED drivers; power factor correction; high gain Boost and LLC circuit integration; hybrid control strategy; soft switch

0"引"言

第四代電光源（light emitting diode，LED）具有壽命長、節能、無污染、響應速度快等優點，被廣泛用于照明領域。為了消除電網諧波污染、提高功率因數以滿足強制性輸入電流諧波限制標準，特別是針對照明設備的IEC1000-3-2 C類標準，通常LED驅動電源系統包括前級功率因數校正（power factor correction，PFC）電路和后級直流直流（direct currentdirect current，DCDC）變換電路，前級實現功率因數校正和為后級提供穩定的直流母線電壓，后級DCDC電路給負載提供恒定輸出電壓/電流以適應不同的場合[1-2]。為了解決導通損耗大、多級轉換效率低和常規電路電壓增益低的問題，無橋高增益電路和單級LED驅動電路近年來得到研究發展。

美國羅克韋爾公司在1983年首先提出了無橋PFC電路，大大降低了導通損耗[3-4]。后續因為不同應用需求，陸續提出許多新型無橋PFC電路。圖騰柱無橋PFC電路采用兩個MOS管替代傳統二極管整流橋的一個橋臂，有效提高了效率，同時共模噪聲大大減弱[5-6]。文獻[7]提出了一種工作在連續導通（continuous conduction mode，CCM）模式的圖騰柱式無橋PFC，但存在使用器件較多、驅動復雜等問題。為此，許多研究人員選擇性能更好的GaN器件，以消除反向恢復問題，降低導通損耗[8]。文獻[9]將多電平結構引入無橋Boost PFC電路中，提出三電平無橋Boost PFC電路，降低了開關器件的電壓應力，但存在著開關頻率不高、電路成本較高的問題。文獻[10]通過采用雙向開關管提出了一種改進的無橋倍壓型Boost PFC電路。但該電路器件較多，效率的進一步提升受到了限制。文獻[11]提出具有倍壓特性的無橋雙電感交錯Boost PFC電路。但該電路僅適用于低壓場合，同時開關頻率不高，限制其進一步的應用。

通常寬范圍電網輸入電壓為85～265 Vrms，在低壓（vin=85～135 Vrms）輸入時，輸入輸出電壓變比較大，現有PFC電路如Boost PFC電路為了實現恒壓輸出，因需要較大占空比而存在較大的導通損耗等，為改進這些不足，高電壓增益的Boost 變換器得到研究。非隔離型高電壓增益變換器主要分為：級聯技術、開關電容技術、開關電感技術、抽頭/耦合電感技術、Z源技術等[12-19]。文獻[12]提出了級聯n個Boost單元的方法。然而當級聯數目過多時，會造成變換器效率下降、元器件數目過多、控制復雜的問題。文獻[13]通過整合復用開關管的方法，提出二次型變換器。文獻[14]提出了采用有源開關和電容構成基本純開關升壓單元，不足之處是輸入和輸出電流脈動大，輸出端要增加較大的濾波器。文獻[15]提出了多電平模塊化電壓鉗位式純開關電容升壓變換器，但是需要較多的開關器件及其驅動電路，增加了電路復雜性。文獻[16]提出一種多單元開關電感/開關電容有源網絡升壓變換器，但是器件較多，電路結構較為復雜。文獻[17]提出將抽頭/耦合電感應用到Boost變換器中，但是漏感會引起較大的電壓尖峰。文獻[18]通過增加一個輔助開關和電容，提出了有源鉗位抽頭/耦合電感Boost變換器，但是存在較大的電磁干擾問題。文獻[19]提出了一種基于Z源結構的高增益電路，但儲能元件如電感和電容數量較多。文獻[20]將二次型 Boost 應用于PFC變換器，存在整流橋，限制了效率的進一步提升。許多Boost電路與LLC電路集成的單級電路，主要分為帶有整流橋的Boost電路與LLC電路集成和不帶整流橋的無橋Boost電路與LLC電路集成兩種形式[21-23]。文獻[21]首次提出了集成Boost PFC電路與半橋 LLC電路的單級高功率因數變換器，但因母線電壓會大于兩倍輸入電壓峰值，造成器件電壓應力較大的問題。文獻[22]提出了圖騰柱無橋PFC和LLC集成的單級電路，然而該電路同樣存在著母線電壓隨輸入電壓變化，器件應力過高的問題。文獻[23]提出了一種新型的單級BoostLLC ACDC變換器，此單級電路通過在功率傳輸支路上插入電容，從而減低母線電壓應力。但以上單級電路均存在低壓輸入條件下，電路電壓增益較低、占空比較大導致導通損耗大的問題。

目前單級BoostLLC變換器對稱工作，電壓增益在2～3之間 [22，24]，文獻[22]所提出的單級無橋BoostLLC電路在90 Vrms輸入下效率可達92.2%（vin=90 Vrms，Po=200 W），文獻[24]所提出的BoostLLC電路效率可達91.6%（vin=90 Vrms，Po=200 W）。本文提出了一種ACDC無橋高電壓增益單級LED驅動電路， PFC單元采用了基于二次型Boost PFC改進的無橋二次型Boost PFC，在提高電壓增益的同時，進一步提升了變換器的效率；DCDC單元采用了LLC電路，利用其軟開關特性提高電路效率。通過無橋二次型Boost PFC的開關管與LLC電路的下管復用集成為單級電路。本文分析所提出電路的工作原理、工作過程，推導電路的增益特性、網側特性和應力特性等穩態特性，并進行電路關鍵參數的設計，同時對所提出電路設計一種不對稱脈沖寬度調制和脈沖頻率調制結合的混合控制策略（asymmetric pulse width modulationpulse frequency modulation，APWMPFM），解決直流母線電壓值變動范圍大的問題，并平衡網側特性和較高的轉換效率。具體設計分析了基于TMS320F28335型數字信號處理（digital signal processing，DSP）芯片的控制電路。最后進行仿真分析和研制一臺200 W實驗樣機，驗證所提出電路及其混合控制方法的有效性。

1"無橋高增益單級LED驅動電路

1.1"電路結構

本文提出一種單級無橋高增益單級諧振型LED驅動電路，如圖1所示。此電路由輸入交流電源vin、升壓電感Lb1和Lb2、二極管D1和D3～D5（均為快恢復二極管）、整流二極管D2、MOS管S1～S3、第一電容C1、直流母線電容Cbus、諧振電容Cr、諧振電感Lr、高頻變壓器T等效模型（包括勵磁電感Lm、原邊繞組Np、副邊繞組Ns1和Ns2）、副邊輸出二極管Ds1和Ds2（均為快恢復二極管）以及輸出電容Co組成，經過對MOS管S3的復用，將無橋二次型Boost電路和LLC電路內在集成為單級電路，實現了零電壓導通（zero voltage switch，ZVS）軟開關，降低了開關損耗和導通損耗，提高了電路電壓增益和轉換效率。

1.2"電路工作原理

為簡化分析作如下假設：

1）所述電路中所有二極管、MOS管、電感和電容均為理想器件；

2）電容C1和Cbus足夠大，電容電壓紋波遠小于其直流電壓值；

3）開關變換器的工作頻率為fs，周期T=1/fs，工作頻率遠大于交流電源頻率，因此，假設在一個開關周期內，輸入電壓近似不變；

以工頻正半周的4個模態為例進行分析，電路主要工作波形如圖2所示。其開關周期各工作模態等效電路如圖3所示，圖3中的虛線為電流流通路徑。

根據LLC電路的工作特點，存在兩個諧振頻率fr1和fr，本文均以電路工作在fr1 lt;fs lt;fr區域進行分析，有：

式中：Cr為諧振電容；Lr為諧振電感；Lm為勵磁電感。

模態1[t0lt;tlt;t1]：如圖3（a）所示。t0時刻之前處于死區時間，MOS管S1、S2和S3均關斷。諧振電流流經MOS管S3的體二極管，為S3的零電壓導通做準備。從t0時刻開始，MOS管S1零電流導通，MOS管S3零電壓導通，電感Lb1充電，iLb1上升斜率為vin/Lb1；電感Lb2充電，iLb2上升斜率為Vc1/Lb2。此階段輸出二極管Ds2導通，LLC電路勵磁電感兩端電壓被輸出電壓鉗位，不參與諧振，二極管Ds1截止，副邊繞組Ns2給輸出電容Co和LED負載供電。可以得到

t1時刻，勵磁電感電流iLm下降至最小且勵磁電流iLm與諧振電流ir相等，副邊二極管Ds2零電流關斷（zero current switch，ZCS）。電感Lb1的電流iLb1和電感Lb2的電流iLb2上升到最大，MOS管S1的電流iS1和MOS管S3的電流iS3上升到最大。

模態2[t1lt; tlt;t2]：如圖3（b）所示。從t1時刻開始，MOS管S1、S3關斷，電感Lb1放電，iLb1下降斜率為（vin-Vc1）/Lb1；電感Lb2放電，iLb2下降斜率為（Vc1-Vbus）/ Lb2。可以得到：

LLC電路單元輸出二極管Ds1、Ds2保持關斷，MOS管S2的結電容與諧振電感諧振放電，為MOS管S2的零電壓導通做準備，LED燈負載由輸出電容Co供電。勵磁電感Lm、諧振電感Lr與諧振電容Cr參與諧振，勵磁電感電流iLm與諧振電流ir一致，近似為恒定。

t2時刻，電感Lb1電流iLb1、電感Lb2電流iLb2繼續下降，LLC電路單元輸出二極管Ds1、Ds2保持關斷，勵磁電感電流iLm與諧振電流ir仍然保持一致。

模態3[t2lt;tlt;t3]：如圖3（c）所示。t2時刻，MOS管S2零電壓導通，電感Lb1繼續放電，電感Lb2繼續放電。其工作狀態與模態2相同。t3時刻之前，iLb1、iLb2下降到0。可以得到：

LLC電路單元輸出二極管Ds1導通，副邊繞組Ns1給輸出電容Co和LED燈負載供電。在此階段二極管Ds1電流iDs1表達式與式（7）相同。

t3時刻，電感Lb1電流iLb1、電感Lb2電流iLb2為0，勵磁電感電流iLm上升到最大且勵磁電感電流iLm與諧振電流ir相同。輸出二極管Ds1電流iDs1下降為0。

模態4[t3lt;tlt;t4]：如圖3（d）所示。t3時刻，MOS管S2關斷，輸出二極管Ds1零電流關斷，MOS管S3的結電容與諧振電感諧振放電，為S3的零電壓導通做準備，LED燈負載由輸出電容Co供電。在此期間內勵磁電感Lm、諧振電感Lr與諧振電容Cr參與諧振，勵磁電感電流iLm與諧振電流ir一致，近似為恒定。

t4時刻，輸出二極管Ds1、Ds2保持關斷，勵磁電感電流iLm與諧振電流ir仍然保持一致并且流經MOS管S3為其零電壓導通做準備，同時MOS管S1零電流導通。t4相當于t0時刻，因此t4之后電路重復模態1，周而復始。

1.3"穩態特性分析

1.3.1"直流母線電壓增益

無橋二次型Boost PFC電路單元等效電路圖如圖4所示。

1.3.3"應力特性

根據1.2節的分析，可以給出變換器各功率器件的電壓應力。

2"一種APWMPFM數字混合控制策略

2.1"雙閉環控制原理

本文提出一種混合APWMPFM控制方法，如圖5所示。

在低壓輸入范圍，直流母線電壓反饋采樣值低于參考值Vbus_ref（對應直流母線電壓700 V），此時混合控制電壓環不工作，占空比維持在0.5，直流母線電壓隨著交流輸入電壓的增大而增大，僅由電流環反饋控制調節開關頻率fs實現恒流輸出，電路為典型PFM控制。在高壓輸入范圍，直流母線電壓反饋采樣值高于參考值Vbus_ref，電壓環投入工作來實時調節MOS管S1和S3的占空比d1從而控制直流母線電壓穩定在期望輸出電壓（設定在700 V），此時為APWMPFM混合控制模式。

2.2"直流母線電壓控制設計

基于平衡網側特性和LLC電路特性，選擇一個合適的母線電壓Vbus非常關鍵。由式 （26）可得到PF與輸入電壓vin、母線電壓Vbus關系的關系圖，如圖6所示。由圖6可知，變換器PF值隨交流輸入電壓的增大而減小。其中，在Vbus較小時，隨著交流輸入電壓的上升，PF值迅速下降，而在Vbus較大時，交流輸入電壓的上升對PF值的影響較小。因此，可以通過增大Vbus來提高變換器的PF值。但當PF值較高時，繼續增大Vbus對提高PF值的效果有限，反而會增加器件應力。從圖6可知，設定PF值在0.99以上，則在最高120 Vrms輸入時，母線電壓需要設定在700 V以上，在最低輸入80 Vrms時，母線電壓需要設定在480 V以上。

由于在APWMPFM控制策略中加入了占空比d1這個變量，因此LLC電路的電壓增益和占空比呈一定的關系。此時LLC電路的直流增益Gdc1為

3"關鍵參數設計

3.1"電感設計

首先需要保證電感Lb1工作于非連續導通（discontinuous conduction mode，DCM）模式，其臨界最大電感量為

由式（34）可繪制得到圖7，可以看出，直流母線電壓Vbus隨著Lb2/Lb1的比值增大而增大。根據最小輸入電壓確定Lb2/Lb1的比值。由式（33）可以確定電感Lb1的電感量，代入Lb2/Lb1的比值即可得到電感Lb2的電感量。

3.2"變壓器設計

由AP法公式可計算變壓器磁芯的APT為

式中：ΔB為磁感應強度峰值；系數Ka為磁芯窗口利用系數。

為了使磁芯最大磁密低于設計值，變壓器原邊繞組匝數需滿足：

式中Ae為磁芯有效截面積。代入計算可得到變壓器原副邊繞組匝數Np、Ns。

由式（3）和式（7）可得到流過副邊輸出二極管Ds1、Ds2電流有效值和諧振電流有效值分別為：

將式（37）代入下式可得到變壓器原副邊繞組截面積為：

式中J為電流密度。根據計算結果可選擇合適的原副邊繞組絲包線線徑。

3.3"電容設計

PFC電路的輸出電壓中都不可以避免地帶有二倍工頻交流分量，輸出電容的電壓波動主要就由其引起。本文設計第一電容C1的電壓紋波小于5%，由下式可計算得第一電容C1最小值為

式中：Δt為維持時間；Vc1_max和Vc1_min分別為穩態二倍工頻周期內第一電容的最高值和最低值。

一個開關周期內母線電容Cbus的儲能為

式中ΔiLb2為電感Lb2的電流紋波。

要使得電感電流的變化對電容電壓紋波的影響在200 mA以內，由C=Q/U可以得到母線電容滿足：

4"仿真與實驗結果

本文所設計的仿真電路和實驗樣機關鍵參數如表1所示。

4.1"仿真結果

4.1.1"網側特性

圖8為電路在滿載條件下，在設定交流輸入電壓范圍內的輸入電壓、電流波形，并標注PF與總諧波失真（total harmonic distortion，THD）值。從圖8中可以看出，在不同輸入條件下輸入電流iin均保持較好的正弦度和較小的相位偏移。

4.1.2"軟開關特性

圖9為滿載條件下、不同交流輸入時，MOS管S2軟開關特性。從仿真波形圖中可以看出，MOS管S2在滿載條件下，在設定交流輸入電壓范圍內，均實現了零電壓導通，由于有電感iLb2流經MOS管S2放電，因此能比較容易地實現S2的零電壓導通。

圖10為滿載條件下、不同交流輸入時，MOS管S3軟開關特性，從仿真波形圖中可以看出，MOS管S3在滿載條件下，在設定交流輸入電壓范圍內，均實現了零電壓導通。

圖11為滿載條件下，輸出二極管Ds1、Ds2電壓和電流在不同輸入電壓時的波形圖。可以看出，在滿載條件下，在設定電源電壓范圍內，Ds1和Ds2均實現了零電流關斷。當輸入電壓有效值超過100 V時進入了混合控制工作狀態，會出現副邊輸出電路不一致的現象，這種現象隨著電源電壓的上升而越發明顯，與理論分析一致。

4.2"實驗結果

本文采用基于DSP28335數字芯片，對實驗樣機進行性能測試與分析。實驗樣機如圖12所示。

4.2.1"網側特性

圖13（a）～圖13（c）和圖13（d）～圖13（f）分別為電路在滿載和20%載條件下，輸入電壓范圍內的輸入電壓、電流波形。圖14為滿載條件下的PF和THD曲線。從圖13中可以看出，在滿載和20%載的情況下，在不同輸入電壓下輸入電流iin均保持較好的正弦度和較小的相位偏移。滿載條件下，整個輸入電壓范圍內，樣機的PF值均高于0.990，THD均低于15%。從圖14可以看出，隨著輸入電壓的增大，PF呈現下降的趨勢，THD呈現上升的趨勢。

4.2.2"軟開關特性

圖15（a）～圖15（c）和圖15（d）～圖15（f）分別為滿載和20%載條件下、不同交流輸入時，MOS管S2軟開關特性。

由圖15可以看出，MOS管S2在滿載和20%載條件下，在設定交流輸入電壓范圍內均實現了零電壓導通，特別是在輸入電壓為120 Vrms時，APWMPFM控制已經介入控制，MOS管S2仍良好地實現了軟開關。由于有電感電流iLb2經過MOS管S2放電，因此能比較容易地實現S2的零電壓導通。輕載情況下占空比越來越偏離0.5，LLC單元愈發工作在不對稱狀態。

圖16（a）～圖16（c）和圖16（d）～圖16（f）分別為滿載和20%載條件下、不同交流輸入時，MOS管S3軟開關特性。從圖16中可以看出，MOS管S3在滿載和20%載條件下，在設定交流輸入電壓范圍內均實現了零電壓導通。輕載情況下占空比越來越偏離0.5，LLC單元愈發工作在不對稱狀態。實驗結果與理論及仿真分析一致。

圖17（a）～圖17（c）和圖17（d）～圖17（f）分別為滿載和20%載條件下、不同輸入電壓時，輸出二極管電壓與電流波形。

從圖17中可以看出，在滿載和20%載條件下，在設定輸入電壓范圍內實現了輸出二極管的零電流關斷，由于采用了APWMPFM的控制策略，輸出二極管電流不一致的現象隨著交流輸入電壓的增大而越來越明顯，當二極管電流下降為0時，由于副邊繞組的漏感和二極管結電容發生諧振，因此二極管兩端的電壓產生較大的震蕩。輕載條件下，占空比遠離0.5，因此輸出二極管Ds1只流過很小的電流。該實驗結果與理論及仿真分析基本一致。

4.2.3"整機效率曲線

圖18（a）為滿載情況下，樣機滿載效率隨輸入電壓變化曲線。圖18（b）為額定110 Vrms輸入時樣機效率隨輸出功率變化曲線。從圖18（a）中可以看出，在所設計輸入電壓范圍內，樣機效率均超過91.5%，滿足設計要求。當輸入電壓為110 Vrms時，變換器效率達到最高，為93.20%。從圖18（b）可以看出，樣機效率隨著輸出功率的增加而增加，其中60%載時，樣機效率可達91.30%，最小20%載時，樣機效率為86.30%。

5"結"論

本文針對交流電網低壓輸入的應用場合，提出一種由改進二次型Boost PFC電路和LLC電路集成的無橋高增益單級LED驅動電路，通過理論分析、計算機仿真和樣機實驗得到如下結論：

1）所提出的無橋高增益單級LED驅動電路能夠有效提高低壓輸入條件下的電路電壓增益，從而減小低壓輸入條件下的導通損耗。

2）針對所提出單級電路的APWMPFM混合控制策略，基于平衡網側特性、應力特性和LLC電路軟開關特性，可以有效控制直流母線電壓在合理范圍內。

3）仿真與樣機實驗結果表明，電路始終能夠實現MOS管的零電壓導通與輸出二極管的零電流關斷。滿載情況下在輸入電壓范圍內，樣機的PF值均高于0.990，THD均低于15%，效率均超過91%。在滿載條件下，輸入電壓110 Vrms時樣機效率最高達93.20%。

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（編輯：邱赫男）

收稿日期： 2022-11-16

基金項目：福建省科技廳高校產學重大項目（2014H6012）

作者簡介：劉光清（1998—），男，碩士研究生，研究方向為電力電子變流技術；

林維明（1964—），男，博士，教授，博士生導師，研究方向為電力電子變流技術；

陳欣瑋（1998—），男，碩士，研究方向為電力電子變流技術。

通信作者：林維明