基于Chirp波形的物聯信號在低軌衛星信道上的適應性分析

摘 要：以遠距離無線電（Ｌｏｎｇ Ｒａｎｇｅ Ｒａｄｉｏ，ＬｏＲａ）體制為代表的啁啾（Ｃｈｉｒｐ）波形在低功耗廣覆蓋的物聯網（Ｉｎｔｅｒｎｅｔ ｏｆ Ｔｈｉｎｇｓ，ＩｏＴ）技術中具有廣泛的應用。針對低地球軌道（Ｌｏｗ Ｅａｒｔｈ Ｏｒｂｉｔ，ＬＥＯ）衛星ＩｏＴ（Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ-ｂａｓｅｄ ＩｏＴ，ＳＩｏＴ）場景下，Ｃｈｉｒｐ 波形在ＬＥＯ 高動態信道上的適應性問題，在傳統ＬｏＲａ 體制的基礎上提出了一種參數可配置和可擴展的物聯波形設計方法，基于ＺＹＮＱ＋ＡＤ９３６１ 的軟件無線電（Ｓｏｆｔｗａｒｅ Ｄｅｆｉｎｅｄ Ｒａｄｉｏ，ＳＤＲ）平臺，終端側實現了帶寬（Ｂａｎｄ Ｗｉｄｔｈ，ＢＷ）、擴頻因子（Ｓｐｒｅａｄ Ｆａｃｔｏｒ，ＳＦ）等參數可配置、可擴展的ＬｏＲａ 信號調制功能，網關側實現了接收信號時頻同步以及快速傅里葉變換（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ，ＦＦＴ）解調算法。研究分析了ＬｏＲａ 調制的各項參數配置，在ＬＥＯ衛星信道中的適應性；通過誤比特率（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｉｏ，ＢＥＲ）測試驗證了ＬｏＲａ 調制的通信性能，并證明了參數可配置、可擴展的ＬｏＲａ 調制比傳統ＬｏＲａ 調制，在ＬＥＯ 衛星信道下有更好的適應性。說明以ＬｏＲａ 體制為代表且基于Ｃｈｉｒｐ 波形的這一類物聯信號在ＬＥＯ ＳＩｏＴ 場景下具有應用前景。

關鍵詞：低軌衛星物聯網；低軌高動態信道；啁啾；參數配置；適應性分析

中圖分類號：ＴＮ９１９． ２３ 文獻標志碼：Ａ 開放科學（資源服務）標識碼（ＯＳＩＤ）：

文章編號：１００３－３１１４（２０２４）０４－０７３９－１１

０ 引言

衛星物聯網（Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ-ｂａｓｅｄ Ｉｎｔｅｒｎｅｔ ｏｆ Ｔｈｉｎｇｓ，ＳＩｏＴ）是指通過衛星技術實現物聯網（Ｉｎｔｅｒｎｅｔ ｏｆＴｈｉｎｇｓ，ＩｏＴ）設備之間的連接，利用衛星網絡提供全球范圍內的覆蓋，為ＩｏＴ 設備提供穩定、廣泛的連接能力。由于地球表面超８０％ 的陸地和９５％ 以上的海洋，不適合建設地面基站提供ＩｏＴ 終端接入網關，因此將ＳＩｏＴ 作為地面ＩｏＴ 的補充和延伸，作為實現全球ＩｏＴ 服務的一種途徑。由于和中高地球軌衛星相比，低地球軌道（Ｌｏｗ Ｅａｒｔｈ Ｏｒｂｉｔ，ＬＥＯ）衛星具有傳播時延短、傳播損耗低等優點，使地面ＩｏＴ 終端更容易滿足小型化、低功耗和低成本等要求，所以ＬＥＯ 衛星是實現ＳＩｏＴ 系統的最佳選擇［１－２］。

在地面ＩｏＴ 中，應用比較廣泛的通信協議有遠距離無線電（Ｌｏｎｇ Ｒａｎｇｅ Ｒａｄｉｏ，ＬｏＲａ）和窄帶物聯網（Ｎａｒｒｏｗ Ｂａｎｄ-Ｉｎｔｅｒｎｅｔ ｏｆ Ｔｈｉｎｇｓ，ＮＢ-ＩｏＴ）。ＬｏＲａ是Ｓｅｍｔｅｃｈ 公司擁有物理層專利的通信技術［３－５］，具有覆蓋范圍廣、穿透性強、抗干擾性強的特點，其物理層技術目前尚未公開。２０１３ 年，Ｓｅｍｔｅｃｈ 公司依據ＩＥＥＥ ８０２． １５． ４ａ 標準發布ＬｏＲａ 芯片后就得到學術界極大的關注。關于ＬｏＲａ 技術的研究只是對其通信能力的測試，包括對商用ＬｏＲａ 芯片開展了鏈路性能和網絡容量等方面的性能測試和研究［６－７］。由于Ｓｅｍｔｅｃｈ 公司未公開其物理層實現技術，國外一些研究工作利用軟件無線電（Ｓｏｆｔｗａｒｅ Ｄｅｆｉｎｅｄ Ｒａ-ｄｉｏ，ＳＤＲ）平臺復現了ＬｏＲａ 物理層的算法［８－１０］，并研究ＬｏＲａ 調制在ＬＥＯ 衛星信道環境下的性能［１１－１２］，包括動態多普勒頻偏對ＬｏＲａ 調制的影響［１３］。國外已有科研團隊借助Ｓｅｍｔｅｃｈ 公司ＬｏＲａ芯片在真實的ＬＥＯ 衛星場景下測試了ＬｏＲａ 的通信性能［１４］，研究了ＬｏＲａ 芯片的不同帶寬（ＢａｎｄＷｉｄｔｈ，ＢＷ）和擴頻因子（Ｓｐｒｅａｄ Ｆａｃｔｏｒ，ＳＦ）等參數配置，在衛星不同軌道高度下的適應性。以上是學術界對于ＬｏＲａ 信號的采樣、同步、吞吐量、媒體介入控制層協議等方面在ＬＥＯ ＳＩｏＴ 場景下的適應性改造研究。在工業界，ＥｃｈｏＳｔａｒ 將部署由２８ 顆ＬＥＯ衛星構成的Ｓ-Ｂａｎｄ 衛星星座，該２８ 顆衛星通過ＬｏＲａ協議連接地面終端設備。中國近年來也在建設由３８ 顆衛星組成天啟ＳＩｏＴ 系統，使用了ＬｏＲａ 技術。

ＬＥＯ 衛星信道實質是一個高動態信道，由于不同ＳＦ 配置的ＬｏＲａ 信號具有不同的覆蓋性能，這會導致在某些ＳＦ 配置的ＬｏＲａ 信號，在一定的衛星俯仰角范圍內，信號中的多普勒頻偏值出現動態變化，當多普勒頻偏的動態變化量超過ＬｏＲａ 信號的判決門限，會導致通信性能急劇惡化。為了適應ＬＥＯ 高動態信道，有研究提出了一種將不同調制信息映射為不同調頻率的折疊調頻斜率鍵控調制（ＦＣｒＳＫ）方式［１５］，其對抗動態多普勒頻偏的能力優于ＬｏＲａ 調制，但是抗噪聲性能與頻譜效率有所下降。此外還有研究從波形設計的角度提出了對稱啁啾（Ｃｈｉｒｐ）信號，對稱Ｃｈｉｒｐ 信號具有較好的互相關性，更容易被捕獲［１６－１７］。為了解決在大頻偏情況下，對稱Ｃｈｉｒｐ 信號互相關性較差以及在ＬＥＯ ＳＩｏＴ 場景下海量終端連接的問題，在對稱Ｃｈｉｒｐ 信號的基礎上進一步提出了非對稱Ｃｈｉｒｐ 信號，在多址干擾情況下具有更好的捕獲性能［１８］。本文研究了基于Ｃｈｉｒｐ 波形的ＬｏＲａ 調制信號在不同參數（ＢＷ、ＳＦ 以及中心頻率）配置下，在ＬＥＯ 高動態信道中的傳輸性能，首先在終端和網關側分別基于ＳＤＲ 平臺實現了一種物理層波形ＢＷ、ＳＦ 和幀長等參數可擴展配置的ＬｏＲａ 調制信號，以及ＬｏＲａ 調制信號時頻同步算法和信號解調方案［１９］。在此基礎上利用衛星信道模擬器測試了不同參數配置的ＬｏＲａ 信號在不同仰角下的通信性能，為ＬｏＲａ 調制在ＬＥＯ 衛星場景下的應用奠定基礎。

１ 系統模型與分析

１． １ ＬＥＯ ＳＩｏＴ 場景及信道模型

基于ＬｏＲａ 體制的ＬＥＯ ＳＩｏＴ，包括ＩｏＴ 終端、ＬＥＯ 衛星星座、網關和網絡服務器。ＩｏＴ 終端通過上行鏈路傳輸采集的物聯信息，星上接收機解調接收到的數據包，并且通過星間鏈路間采集信息傳輸到信關站可見的ＬＥＯ 衛星，最后ＬＥＯ 衛星通過饋電鏈路，將數據包傳輸給信關站到核心網提供物聯服務。基于ＬｏＲａ 體制的ＬＥＯ ＳＩｏＴ 場景圖如圖１ 所示。

地面ＩｏＴ 終端到衛星的大尺度衰落模型為典型的自由空間損耗模型，表達式為：

ｇ（ｌ）＝ （λｃ ／ （４πｌ）） η ， （１）

式中：ｌ 為ＩｏＴ 終端和ＬＥＯ 衛星之間的距離，η 為自由空間路徑損耗系數，λｃ 為ＬｏＲａ 載波信號的波長。

本文采用基于陰影萊斯分布的簡化陸地移動衛星信道模型［１３］，其小尺度衰落系數包絡的概率密度函數（Ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）表達式為：

式中：Ω 為直射路徑的平均功率，２ｂ 為散射路徑的平均功率，ｍ 為衰落嚴重性參數，Ｆ１（）為合流超幾何函數。

在ＬＥＯ ＳＩｏＴ 場景下，不同仰角下信號從終端到衛星經歷的小尺度衰落不同，所以仰角在該場景下也視為影響通信性能的一個重要因素。針對基于陰影萊斯分布的簡化陸地移動衛星信道模型，其小尺度衰落系數的參數ｂ、ｍ 和Ω 與仰角θ 可參考如下的經驗式［２０］：

ＬＥＯ 衛星接收信號功率表達式為：

Ｐｒ ＝Ｐｔ Ｇｒ ｇ（ｌ）｜ｈ｜２， （４）

式中：Ｐｔ 為地面ＩｏＴ 終端的信號發射功率，Ｇｒ 為ＬＥＯ 衛星天線的接收增益，｜ ｈ ｜２ 為陰影萊斯衰落的信道功率增益。ＬＥＯ 衛星天線的接收增益Ｇｒ 表達式為：

Ｇｒ ＝ξ（πＤ／ λｃ） ２ p Ｊ１（μ）／２μ＋３６Ｊ３（μ）／ μ３ y ２， （５）

式中：ξ 為ＬＥＯ 衛星天線效率，Ｄ 為ＬＥＯ 衛星天線等效口徑，λｃ 為載波波長，Ｊ１ 和Ｊ３ 為第一類一階和三階貝塞爾函數，μ ＝ ２． ０７１ ２３ｓｉｎ（θ）／ ｓｉｎ（θ３ ｄＢ ）（θ為信號到達仰角，θ３ ｄＢ 為ＬＥＯ 衛星接收天線波束的３ ｄＢ 帶寬）。

ＬＥＯ 衛星接收信號信噪比（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ ＮｏｉｓｅＲａｔｉｏ，ＳＮＲ）表達式為：

ＳＮＲ＝Ｐｒ ／ Ｎ， （６）

式中：Ｎ＝ｋＴＢＷ 表示ＬＥＯ 衛星系統中噪聲平均功率（ｋ為玻爾茲曼常數，Ｔ 為ＬＥＯ 衛星等效噪聲溫度，ＢＷ 為ＬＥＯ ＳＩｏＴ 上行鏈路中ＬｏＲａ 信號的傳輸帶寬）。

按照ＬｏＲａ 標準化文件規定，ＳＦ 的取值為｛７，８，９，１０，１１，１２｝，不同ＳＦ 的解調ＳＮＲ 門限如表１ 所示。

本文將統一使用接收機輸入信號的ＳＮＲ 和在該ＳＮＲ 下解調信號的誤比特率（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｉｏ，ＢＥＲ），來分析ＬＥＯ ＳＩｏＴ 場景下ＬｏＲａ 信號的傳輸性能。由于ＬＥＯ 衛星運行在各個位置時仰角是不同的，對應的ＳＮＲ 也不同，因此需要分析ＬＥＯ 衛星在不同仰角下ＬｏＲａ 信號的通信性能。

１． ２ ＬＥＯ 衛星信道的動態多普勒頻偏

和地面ＩｏＴ 幾乎零時延和富散射傳播的通信場景不同，ＬＥＯ 衛星信道具有高時延、高動態和欠散射傳播的特性。由于ＬＥＯ 衛星的軌道高度較低，運動速度較快，不僅會產生較大的多普勒頻偏，而且在某些仰角下多普勒頻譜的變化速度也相對較快，將對ＬｏＲａ 信號的解調和同步造成影響：一是多普勒頻偏會導致接收到的ＬｏＲａ 信號起始頻率出現偏移，從而影響正確解調；二是動態的多普勒頻偏會導致一個數據包內，后面一段信號的實際頻偏和時頻同步估算得到的頻偏差距過大，導致該段信號解調結果出現偏移。因此ＬＥＯ 衛星信道下的多普勒效應會導致接收機的解調性能下降以及ＢＥＲ 上升。

ＬＥＯ 衛星的軌道模型，如圖２ 所示。

圖２ 中箭頭所指的兩個點分別為ＬＥＯ 衛星和地面終端節點，ｒ 為地球半徑，Ｈ 為ＬＥＯ 衛星軌道高度，δ 為衛星天線張角，θ 為仰角，φ 為ＬＥＯ 衛星和終端節點之間的夾角，Ｏ 為地心，ｖ 為衛星運動速度。

設ＩｏＴ 終端發送的信號載波頻率為ｆｃ，信號傳輸時間為ｔ，則信號從地面終端節點發送到ＬＥＯ 衛星后產生的多普勒頻偏可表示為：

式中：Ｇ 為引力常量，Ｍ 為地球質量，ＧＭ ＝３． ９８６ ００５×１０１４ ｍ３ ／ ｓ２ 為地心引力常量。

對ｆｄ（ｔ）求導后可得多普勒頻偏一階變化率：

設定衛星軌道高度ｈ ＝ ５００ ｋｍ，地球半徑ｒ ＝６ ３７１ ｋｍ，天線張角δ ＝ ６０°，載波頻率分別設定為ｆｃ ＝４８０ ＭＨｚ 和ｆｃ ＝１ ６６８ ＭＨｚ 時ＬＥＯ 衛星場景下的多普勒頻偏（ｆｄ（ｔ））及多普勒變化率（ｄｆｄ（ｔ）／ ｄｔ）的曲線如圖３ 所示，其中虛線和實線分別表示ｆｃ ＝４８０ ＭＨｚ 和ｆｃ ＝ １ ６６８ ＭＨｚ 下的ｆｄ（ｔ）和ｄｆｄ（ｔ）／ ｄｔ。從圖中可以看出，當衛星運行在不同時刻所對應的ｆｄ（ｔ）和ｄｆｄ（ｔ）／ ｄｔ 不同，且在低仰角處，ｆｄ（ｔ）值較大，而ｄｆｄ（ｔ）／ ｄｔ 較小，在高仰角處則相反。

１． ３ ＬｏＲａ 信號的多普勒適應性分析

ＬｏＲａ 標準化文件中規定的不同ＳＦ 和ＢＷ 的單個ＬｏＲａ 符號周期，如表２ 所示。

在ＬＥＯ 衛星信道中，多普勒頻偏變化率最高可達到－３． ５×１０－７ Ｈｚ／ ｓ，按照ＬｏＲａ 標準化文件規定，一幀數據包中最多可包含的載荷符號數量為２００，則在不同ＳＦ 和ＢＷ 的參數配置下，地面終端發送２００ 載荷符號傳輸到ＬＥＯ 衛星時，一幀ＬｏＲａ 數據包內產生的最大多普勒頻偏變化量|ｆｄｍａｘ| 是不同的。由于一幀數據包總包長加上前導碼部分最長可達２１２． ２５ 個符號，若要求在此ＬＥＯ 衛星信道下實現正確傳輸數據，則在幀末尾處必須滿足｜ ｆｄｍａｘ ｜ ＜ＢＷ／２（ＳＦ＋１），故ＢＷ／２（ＳＦ＋１）就是在動態多普勒頻移環境下ＬｏＲａ 接收信號的頻率判決門限。根據該門限值可以判斷出ＬｏＲａ 標準中具體哪些ＳＦ 和ＢＷ 配置下，可以在ＬＥＯ 衛星信道中適應動態多普勒頻偏。當載荷符號數量一定時，不同ＳＦ 和ＢＷ 配置會產生不同總包長的數據包，而不同總包長也對應不同的ＢＷ／２（ＳＦ＋１）和|ｆｄｍａｘ |。當載荷長度固定為２００ 個符號時，載波頻率分別為ｆｃ ＝ ４８０ ＭＨｚ 和ｆｃ ＝ １ ６６８ ＭＨｚ，ＢＷ／２（ＳＦ＋１）和|ｆｄｍａｘ |隨ＬｏＲａ 數據包總包長變化的曲線如圖４ 所示。從圖中可以看出，在ｆｃ ＝４８０ ＭＨｚ 的載波頻率下，當數據包總包長大于４３４． ６８８ ｍｓ 時，就會出現｜ｆｄｍａｘ ｜＞ＢＷ／２（ＳＦ＋１）；而在ｆｃ ＝１ ６６８ ＭＨｚ 的載波頻率下，當數據包總包長大于２１７． ３４４ ｍｓ 時，會出現｜ｆｄｍａｘ ｜ ＞ＢＷ／２（ＳＦ＋１）。若｜ ｆｄｍａｘ ｜ ＞ＢＷ／２（ＳＦ＋１），則一幀ＬｏＲａ 數據包的最大多普勒頻偏將超過門限值。

由圖４ 可知，在ＬｏＲａ 標準中，當ｆｃ ＝ ４８０ ＭＨｚ／ｆｃ ＝１ ６６８ ＭＨｚ 時，只有使得ＬｏＲａ 數據包總包長小于８６９． ３７６ ｍｓ／４３４． ６８８ ｍｓ 的ＳＦ 和ＢＷ 配置，才能適應ＬＥＯ 衛星信道環境。

２ ＬｏＲａ 物理層的ＦＰＧＡ 設計與實現

本文設計了一種基于Ｃｈｉｒｐ 波形且參數可配置和擴展的ＬｏＲａ 調制，其物理層系統是基于ＺＹＮＱ＋ＡＤ９３６１ 的ＳＤＲ 平臺，通過擴展傳統ＬｏＲａ 調制的參數集，實現發射信號的參數可配置。使用Ｘｉｌｉｎｘ 公司型號為ＸＣ７Ｚ０３０ 的ＳｏＣ 芯片，在ＰＳ 端通過ＡＲＭ處理器配置ＡＤ９３６１ 的寄存器參數；在ＰＬ 端通過Ｖｅｒｉｌｏｇ ＨＤＬ 和ＶＨＤＬ 語言設計了ＬｏＲａ 調制信號的發射機和接收機。

２． １ 發射機物理層設計與實現

啁啾擴頻（Ｃｈｉｒｐ Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ，ＣＳＳ）是一種基于頻率掃描的擴頻調制技術，信號的頻率會隨著時間線性地變化，形成了Ｃｈｉｒｐ 信號，頻率變化可以是向上或向下的線性斜坡，不同調制信息對應于Ｃｈｉｒｐ 信號不同的初始頻率。

標準Ｃｈｉｒｐ 信號的表達式為：

ｓ（ｔ）＝ ｅｊ（２πｆｃｔ＋πμｔ２），０≤ｔ≤Ｔｓ （９）

式中：ｆｃ 為載波頻率，Ｔｓ 為Ｃｈｉｒｐ 信號周期，μ ＝ＢＷ／ Ｔｓ 為調頻率。

根據頻率隨時間的線性遞增（μ＞０）或線性遞減（μ ＜ ０），分為標準ＵｐＣｈｉｒｐ 信號ｓｕｐ （ｔ）和標準ＤｏｗｎＣｈｉｒｐ 信號ｓｄｏｗｎ（ｔ）。

ＬｏＲａ 調制則是將傳輸信息每ＳＦ 位比特組成十進制調制信息Ｋｉ∈｛１，２，…，２ＳＦ －１｝，將調制信息映射為ＬｏＲａ 信號的初始頻率ｆ０ ＝ＫｉＢＷ／２ＳＦ，且ＳＦ∈｛７，８，９，１０，１１，１２｝、ＢＷ∈｛１２５ ｋＨｚ，２５０ ｋＨｚ，５００ ｋＨｚ｝，傳統ＬｏＲａ 調制信號的表達式為：

式中：Ｔ０ ＝ （２ＳＦ －Ｋｉ ）／ ＢＷ 為已調信號的頻率跳變時刻。

本文介紹的ＬｏＲａ 調制，是在基于Ｃｈｉｒｐ 波形的傳統ＬｏＲａ 調制基礎上，擴展了ＳＦ 和ＢＷ 的參數配置范圍。ＳＦ 增加了６，ＢＷ 增加了１ ＭＨｚ。ＦＰＧＡ 中設計的ＬｏＲａ 信號調制器結構如圖５ 所示，調制器輸入參數有ＢＷ、ＳＦ、每幀發送的載荷符號數ｓｙｍ＿ｎｕｍ和調制數據ｄａｔａ＿ｉｎ，從而實現對初始頻率和累加頻率對應的“控制字ｆｗ０”和“控制字ｄｆｗ”的控制。頻率控制字累加器首先將ｆｗ０ 的值賦給ｆｗ，再對ｆｗ 在每個時鐘周期都累加ｄｆｗ 并將其輸出，當ｆｗ 累加到ＢＷ 對應的頻率控制字ｆｗＢＷ 時，直接令ｆｗ 置零。輸出的ｆｗ 進入直接數字頻率合成器（Ｄｉｒｅｃｔ ＤｉｇｉｔａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ，ＤＤＳ），用來生成ＬｏＲａ 調制信號的Ｉ 路波形和Ｑ 路波形。

ＬｏＲａ 調制數據包的幀格式，包括前導碼（Ｐｒｅａｍｂｌｅ）、報頭（Ｈｅａｄｅｒ）、數據載荷（Ｐａｙｌｏａｄ），前導碼由可變前導（Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｐｒｅａｍｂｌｅ）、幀同步字（Ｓｙｎｃ Ｗｏｒｄ）和幀起始分隔符（Ｓｔａｒｔ-ｏｆ-Ｆｒａｍｅ Ｄｅｌｉｍｉｔｅｒ，ＳＦＤ）三部分組成，如圖６ 所示。數據包主要用于接收機的時頻同步。在前導碼中，可變前導用８ 個ＵｐＣｈｉｒｐ 信號表示，幀同步字用兩個ＬｏＲａ 調制信號表示，幀起始分隔符用２． ２５ 個標準ＤｏｗｎＣｈｉｒｐ 信號表示。

為了在ＦＰＧＡ 中實現ＬｏＲａ 調制的數據包發送功能，在發射機中設計了一套狀態機控制程序，控制ＬｏＲａ 調制的參數配置和數據包發送過程。發射機的狀態轉移圖如圖７ 所示。其中Ｓ０ 為上電復位狀態，Ｓ１ 為空閑狀態，Ｓ２ 為配置狀態，Ｓ３ 為前導碼發送狀態，Ｓ４ 為報頭發送狀態，Ｓ５ 為載荷發送狀態，Ｓ６ 為結束狀態。

２． ２ 接收機物理層設計與實現

在無時延且頻率同步的理想條件下，直接通過接收信號和本地ＤｏｗｎＣｈｉｒｐ 信號相乘，進行快速傅里葉變換（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｒｏｍ，ＦＦＴ）后，通過索引ＦＦＴ 輸出的峰值對應的頻率值就可以獲得正確的解調值。但是在現實場景下，發射機和接收機之間存在通信時延，且信道中存在多普勒效應，因此現實中無法做到時間和頻率都同步，上述條件將導致載波頻率偏移和符號定時偏移，載波頻率偏移分為整數倍載波頻率偏移ＣＦＯｉｎｔ 和小數倍載波偏移ＣＦＯｆｒａｃ，符號定時偏移分為整數倍符號定時偏移ＳＴＯｉｎｔ 和小數倍符號定時偏移ＳＴＯｆｒａｃ，。此外，由于發射機和接收機的晶振頻率不完全一致將導致采樣頻率偏移ＳＦＯ，隨著時間的增加，ＳＦＯ 產生的影響會越來越明顯，不利于接收機對長幀的解調。

為了得到全部的ＣＦＯｉｎｔ、ＳＴＯｉｎｔ、ＣＦＯｆｒａｃ、ＳＴＯｆｒａｃ和ＳＦＯ 的估計值，使用了如圖８ 所示展示的ＬｏＲａ幀同步算法［８］。

圖８ 中輸入信號的樣本按照從左到右的順序進行處理，而算法的不同步驟對應于幀同步的不同階段，執行順序是從上到下，其中一些步驟同時發生。

參考圖８，在ＦＰＧＡ 開發環境中實現了參數可擴展ＬｏＲａ 信號的接收機時頻同步算法，即ＣＦＯｉｎｔ、ＳＴＯｉｎｔ、ＣＦＯｆｒａｃ 和ＳＴＯｆｒａｃ 的估計和補償，ＦＰＧＡ 中的算法流程如圖９ 所示。

為了控制接收機的ＬｏＲａ 信號解調和同步過程，還設計了狀態機程序，如圖１０ 所示。其中，Ｓ７為上電復位狀態，Ｓ８ 為參數配置狀態，Ｓ９ 為門限檢測狀態，Ｓ１０ 為時頻同步狀態，Ｓ１１ 為符號解調狀態，Ｓ１２ 為結束狀態。

以下將介紹在ＦＰＧＡ 中實現估計ＣＦＯｉｎｔ、ＳＴＯｉｎｔ、ＣＦＯｆｒａｃ 和ＳＴＯｆｒａｃ 的具體步驟。

（１）估計ＣＦＯｆｒａｃ 的實現步驟

① 求得并保存前兩個ＵｐＣｈｉｒｐ 前導碼的ＦＦＴ輸出最大幅值索引的相位φｉ（ｉ＝１，２）；

② 對這兩個相位值前后分別作差，得Δφ ＝φ２ －φ１；

③ 對Δφ 進行ｍｏｄ（２π）運算后，判斷輸出結果是否大于π，若大于則再減π，得到Δφ′；

④ 令Δφ′／２π，求得ＣＦＯｆｒａｃ 的估計值。（２）估計ＳＴＯｆ ｒａｃ 的實現步驟

① 累加第４ ～ ６ 個ＵｐＣｈｉｒｐ 前導碼的ＦＦＴ 幅值，得到累加頻譜Ｙｋ；

② 設Ｙｋ 的最大幅值的索引為ｉ，則計算ＴＥｒａｗ ＝（｜Ｙｉ＋１ ｜ －｜Ｙｉ－１ ｜）／ ｜Ｙｉ ｜；

③ 將ＴＥｒａｗ 與存放在ＲＯＭ 表中的１９ 個ＴＥ 值做比較，找到滿足ＴＥ＜ＴＥｒａｗ 的最后一個索引值ｊ（索引的范圍為０ ～１８），ＳＴＯｆｒａｃ 值按下式計算得到：

式中：ＲＯＭ 表中的ＴＥ 值源于文獻［７］中介紹的ＳＴＯｆｒａｃ 估計算法，在ＦＰＧＡ 中量化為１９ 個離散值存儲于ＲＯＭ 中，如圖１１ 所示。

（３）聯合估計ＣＦＯｉｎｔ 和ＳＴＯｉｎｔ 實現步驟

① 累加１ ～ ８ 個全部的ＵｐＣｈｉｒｐ 前導碼的ＦＦＴ幅值并找到最大幅值的索引ｓｕｐ 和第１ 個ＤｏｗｎＣｈｉｒｐ的ＦＦＴ 最大幅值的索引ｓｄｏｗｎ；

② 求得ｓｕｐ ＋ｓｄｏｗｎ 的值，再取ｍｏｄ（２ＳＦ ），結果再除以２ 后，幅值賦值給中間變量ＣＦＯｔｅｍｐ；

③ 若ＣＦＯｔｅｍｐ≤２ＳＦ －２，則ＣＦＯｔｅｍｐ 就作為整數倍頻偏的計算結果賦給ＣＦＯｉｎｔ；否則將ＣＦＯｔｅｍｐ ≤２ＳＦ －１賦給ＣＦＯｉｎｔ；

④ ＳＴＯｉｎｔ 通過ｓｄｏｗｎ －ＣＦＯｉｎｔ 再取ｍｏｄ（２ＳＦ）計算得出。

接收機的ＦＰＧＡ 模塊設計如圖１２ 所示。

① Ｉ、Ｑ 兩路數據ｉ＿ｄａｔａ＿ｉ 和ｉ＿ｄａｔａ＿ｑ 進入頂層模塊后，將進入下采樣模塊進行奈奎斯特采樣；

② 采樣信號ｓａｍｐ＿ｉ 和ｓａｍｐ＿ｑ 進入去線性調頻模塊和本地ＤｏｗｎＣｈｉｒｐ 信號做復數乘法，執行去線性調頻操作，輸出的兩路信號為ｏ＿ｄａｔａ＿ｉ 和ｏ＿ｄａｔａ＿ｑ；

③ 再輸入ＦＦＴ 模塊進行ＦＦＴ，得到ＦＦＴ 數據ｆｆｔ＿ｄａｔａ；

④ 將ｆｆｔ＿ｄａｔａ 輸出數據解調模塊和時頻同步模塊，時頻同步模塊將分別計算出各個估計值ＣＦＯｆｒａｃ、ＳＴＯｆｒａｃ、ＣＦＯｉｎｔ 和ＳＴＯｉｎｔ；

⑤ 將以上估計值輸送給下采樣模塊、去線性調頻模塊和ＦＦＴ 模塊以實現對時頻偏的補償；

⑥ 時頻偏補償完成后，數據解調模塊會根據輸入的ｆｆｔ＿ｄａｔａ，解調得到正確的載荷數據，并通過端口ｏ＿ｄｅｍｏｄ＿ｄａｔａ 輸出。

３ 測試與結果分析

系統射頻連接如圖１３ 所示。

ＰＣ 機用于控制發射端發送參數可配置的ＬｏＲａ信號，接收端ＰＣ 機則用于觀察解調數據，頻譜儀用于觀察發射端輸出信號的頻譜，信號源用于產生加性高斯白噪聲，信道模擬器用于產生ＬＥＯ 衛星信道下的動態多普勒頻偏。在完成參數可擴展ＬｏＲａ 信號物理層的ＦＰＧＡ 系統設計后，開展了一系列測試工作，包括ＬｏＲａ 信號收發測試及ＬＥＯ 衛星信道下的ＢＥＲ 性能測試。搭建的測試平臺主要設備包含發射端、接收端、信號源、頻譜儀和信道模擬器等，發射端和接收端是兩塊相同的ＺＹＮＱ＋ＡＤ９３６１ 開發板。測試平臺如圖１４ 所示。

３． １ 收發測試

采用型號為Ｋｅｙｓｉｇｈｔ Ｎ９０１０Ｂ 的頻譜分析儀，觀察發射端發送ＬｏＲａ 信號的頻譜。圖１５ 分別展示了ＢＷ 為１２５ ｋＨｚ 和１ ＭＨｚ 時ＬｏＲａ 信號的頻譜，由頻譜圖可驗證ＦＰＧＡ 成功產生對應ＢＷ 的ＬｏＲａ 信號。

配置ＦＰＧＡ 中的發射機和接收機的ＢＷ 為１２５ ｋＨｚ，ＳＦ 為８，可變前導長度為８，載荷符號數為４，載荷內容為十進制的｛１，１０，２０，３０｝。在接收機的ＰＣ 端，觀察接收到的ＬｏＲａ 調制信號的時頻同步結果和解調數據，測試結果如圖１６ 和圖１７ 所示。圖１６ 中上面兩行是一段收到的ＬｏＲａ 信號，而下面４ 行為ＣＦＯｆｒａｃ、ＣＦＯｉｎｔ、ＳＴＯｆｒａｃ 和ＳＴＯｉｎｔ 的估計值；圖１７ 為接收到的４ 個載荷符號的解調數據，可以看出該接收機可以正確同步解調ＬｏＲａ 信號。

３． ２ ＬＥＯ 衛星信道下ＢＥＲ 測試

為了驗證信道衰落和多普勒頻偏對ＬｏＲａ 信號傳輸的影響分析得到的結論，對ＳＦ∈｛８，１０｝，ＢＷ∈｛１２５ ｋＨｚ，１ ＭＨｚ｝的４ 組參數配置在ｆｃ ＝１ ６６８ ＭＨｚ的Ｌ 頻段、２０° 和８０° 仰角、ＳＮＲ 為－８ ～ ５ ｄＢ 的多普勒頻移條件下，開展誤碼性能測試，各項參數如表３所示。

根據測試結果，得到不同參數配置下的ＬｏＲａ調制信號在仰角下的ＢＥＲ 曲線，如圖１８ 所示。其中實線和虛線分別表示２０°和８０°仰角下的ＢＥＲ。實測時由于在ＳＦ ＝ ８，ＢＷ ＝ １ ＭＨｚ 配置下接收機的ＳＮＲ 只有－６ ｄＢ，因此只能測得－６ ～ ５ ｄＢ 的ＢＥＲ數據。

由圖１８ 可知，在低仰角條件下，所有參數配置的ＬｏＲａ 調制的誤碼性能都較好，ＢＥＲ 和ＳＮＲ 之間呈現明顯的相關性；在高仰角條件下，存在部分參數配置的ＬｏＲａ 信號不能適應ＬＥＯ 衛星信道環境，具體表現為其ＢＥＲ 在所有ＳＮＲ 下都非常高，而且由于動態的多普勒引起的誤碼地板效應，ＢＥＲ 和ＳＮＲ之間沒有表現出明顯的相關性。

３． ３ 結果分析

設定衛星軌道高度ｈ ＝ ５００ ｋｍ，地球半徑ｒ ＝６ ３７１ ｋｍ，地面終端發射功率Ｐｔ ＝２５ ｍＷ 時，計算不同仰角θ 下ＳＮＲ 數值，如表４ 所示。

由上文的測試和分析可知，當衛星和地面終端在ｆｃ ＝ １ ６６８ ＭＨｚ 的Ｌ 頻段下通信時，低仰角條件下，由于信道衰減較大，多普勒頻偏的變化率較小，ＬｏＲａ 標準中ＳＦ 較小的那一部分配置（ＳＦ＝７，８），由于ＳＮＲ 過低而不能適應低仰角（２０°）條件下的信道環境；在高仰角條件下，由于信道衰減較小，多普勒頻偏的變化率較大，ＬｏＲａ 標準中ＳＦ 較大的那一部分配置（ＳＦ＞９），由于一幀數據包較長，其最大多普勒頻偏值將超過頻率判決門限，因此不能適應高仰角（８０°）條件下的信道環境。關于ｆｃ ＝ ４８０ ＭＨｚ，雖然在該頻段下動態多普勒頻偏的干擾較小，但是該頻段為非授權頻段，同頻干擾較為嚴重，因此選取未來ＳＩｏＴ 規劃的Ｌ 頻段進行ＢＥＲ 測試。本文提出參數可擴展的ＬｏＲａ 調制在原有ＬｏＲａ 標準的基礎上，將ＢＷ 配置增加至１ ＭＨｚ，不僅可以在ＬＥＯ 衛星信道下以更高的信息速率通信，而且其最大的優勢在于與傳統ＬｏＲａ 調制相比，對ＬＥＯ 衛星信道的適應能力有顯著提高。例如在ＳＦ ＝ １０ 的配置時，８０°高仰角信道環境下，傳統ＬｏＲａ 調制無論如何選取ＢＷ都會由于數據包持續時間過長，而使得一幀內的最大多普勒頻偏值超過頻率判決門限，導致解調出錯，因此不能適應ＬＥＯ 衛星信道環境，而在所提參數可擴展的ＬｏＲａ 調制中，將ＢＷ 擴展至１ ＭＨｚ 時，一幀內的最大多普勒頻偏值不會超過頻率判決門限，因此能夠適應高仰角的動態多普勒頻偏，并且在低仰角的信道環境ＳＦ ＝ １０ 的配置下，也能夠完全適應信道中的衰減。上述優點在ＢＥＲ 測試中均得到驗證。

４ 結束語

在傳統ＬｏＲａ 調制的基礎上，提出了一種基于Ｃｈｉｒｐ 波形且參數可配置和擴展的ＬｏＲａ 調制方式，且在ＦＰＧＡ 中設計并實現了其物理層系統，在２０°和８０°衛星仰角的信道環境下，進行了誤碼性能測試。得出了傳統ＬｏＲａ 信號的調制解調方法部分參數配置不能適應高動態ＬＥＯ 衛星信道的結論，同時驗證了參數可擴展的ＬｏＲａ 調制對比傳統ＬｏＲａ 調制對ＬＥＯ 衛星信道有更好適應性的這一優勢。未來將研究接收機時頻同步算法改造和差分ＬｏＲａ 調制的方法，以適應ＬＥＯ 高動態信道，使以ＬｏＲａ 體制為代表的Ｃｈｉｒｐ 波形能在ＬＥＯ ＳＩｏＴ 場景中得到更好的應用。

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作者簡介：

王楚鳴 男，（１９９６—），碩士研究生。主要研究方向：衛星物聯網。

洪 濤 男，（１９８２—），博士，副教授。主要研究方向：衛星物聯網、衛星通信等。

鐘志偉 男，（２０００—），碩士研究生。主要研究方向：衛星物聯網。

丁曉進 男，（１９８１—），博士，副教授。主要研究方向：空間信息網絡、衛星物聯網、頻偏智能認知等。

張更新 男，（１９６７—），博士，教授。主要研究方向：衛星通信、深空通信、空間信息網絡。

基金項目：國家自然科學基金（Ｕ２１Ａ２０４５０，６２１７１２３４，６１９７１４４０）；江蘇省前沿引領技術基礎研究專項（ＢＫ２０１９２００２）；國家重點研發計劃（２０２２ＹＦＢ２９０２６００）