以雙向可控硅為輔助開關的直流固態斷路器關斷過壓鉗位技術

摘 要：

基于傳統金屬氧化物壓敏電阻的無源過壓鉗位技術僅能將過壓峰值限制在母線電壓的兩倍以上，極大降低了固態斷路器中半導體開關的額定電壓利用率，進而降低了固態斷路器的運行效率、功率密度和成本優勢。為此，在對傳統過壓鉗位技術分析的基礎上，提出了基于雙向可控硅的有源過壓鉗位技術。利用雙向可控硅更易驅動、能夠雙向導通/阻斷和在毫安級電流下自關斷的特性，簡化了關斷過壓鉗位電路功率結構并設計了專用不控RC驅動電路，降低了電路硬件成本和體積，實現了較好的過壓鉗位效果。對過壓鉗位電路的工作過程、參數設計及器件選型進行了詳細分析與舉例說明。最后，進行了母線電壓600 V下的關斷過壓對比實驗，結果表明該方案在保證較好的過壓鉗位效果的同時其成本被進一步降低。

關鍵詞：固態斷路器；過壓鉗位；金屬氧化物壓敏電阻；雙向可控硅；驅動電路

DOI：10.15938/j.emc.2024.08.004

中圖分類號：TM561

文獻標志碼：A

文章編號：1007-449X（2024）08-0031-10

Bidirectional thyristor-based active clamping technology for turn-off overvoltage of DC solid-state circuit breakers

XUE Ju1，2， LAI Yaokang3， CHEN Jianliang1， XIN Zhen1

（1.State Key Laboratory of Reliability and Intelligence of Electrical Equipment， Hebei University of Technology， Tianjin 300401， China; 2.China North Vehicle Research Institute， Beijing 100072， China; 3.Beijing Keytone Electronic Relay Corp， Beijing 100054， China）

Abstract：

Traditional metal oxide varistor-based passive overvoltage clamp techniques only limit the peak overvoltage to more than twice the DC bus voltage. As a result， the rated voltage utilization of semiconductor switches in solid-state circuit breakers is reduced， which reduces the efficiency， power density and cost advantages of solid-state circuit breakers. To address this issue， based on the analysis of traditional overvoltage clamping techniques， an active overvoltage clamp technique based on the bidirectional thyristor was proposed. Based on the feature that bidirectional thyristors are easier to drive， can be turned on/off in both directions， and can self-turn off under milliamp current， the structure of the overvoltage clamp circuit was simplified， and a dedicated uncontrolled RC drive circuit was designed. Therefore， the overvoltage suppression effect， hardware cost and volume were optimized. The working process， parameters design and devices selection of the overvoltage clamp circuit were analyzed in detail and illustrated with examples. Finally， a comparative experiment on turn-off overvoltage at a bus voltage of 600 V was conducted. The results show that the proposed scheme ensures better overvoltage suppression while its cost is reduced.

Keywords：solid-state circuit breaker; overvoltage clamp; metal oxide varistor; bidirectional thyristor; drive circuit

0 引 言

隨著國家“雙碳”戰略的啟動，新能源技術迅速發展，低壓直流微電網技術受到了越來越多的關注。直流斷路器作為低壓直流微電網的關鍵保護裝置，在保證系統安全運行方面發揮重要作用［1-6］。相比于傳統的機械式斷路器，直流固態斷路器（solid-state circuit breaker，SSCB）以功率半導體器件為主開關，具有故障切斷速度快、中斷過程無電弧等特點，在低壓直流微電網系統故障保護中更具應用前景［7-10］。

如圖1所示，直流固態斷路器作為保護裝置串聯接入直流微網系統中，其中Lline為系統輸電線電感，Cl和Rl為等效系統負載［11-16］。基于該系統，圖2展示了固態斷路器分斷直流系統故障電流的過程，其中ion為流過主開關的電流，iMOV為流過過壓鉗位支路的電流，uSSCB為固態斷路器兩端的電壓［17-20］。在t2時刻，主開關開始分斷，uSSCB開始上升。在t3時刻，ion開始迅速減小，由于輸電系統中感性元件電流不能突變，導致其產生了電壓并與母線電壓UDC相疊加，進而使固態斷路器兩端受到過電壓。

為避免該過電壓擊穿半導體主開關，要求直流固態斷路器設置專門的關斷過壓鉗位電路［1］。圖1中展示了以金屬氧化物壓敏電阻（metal oxide varistor，MOV）作為主器件［15-16］的傳統過壓鉗位方案。該電路限制過電壓并吸收系統電感能量的過程如圖2中t4到t5時段所示。過壓鉗位電路的關鍵設計指標為電壓抑制因數（voltage suppression index，VSI），其定義為

VSI=UpeakUDC。（1）

其中Upeak和UDC分別為關斷峰值電壓和直流母線電壓［17-18］。VSI越低，主開關的額定電壓利用率越高，直流固態斷路器在同樣的主開關額定電壓下可承受的母線電壓（即固態斷路器額定電壓）越高，進而固態斷路器功率密度、傳輸效率和成本優勢越高。因此，過壓鉗位電路的一個關鍵設計目標為降低電壓抑制因數VSI［17-18］。

為了分析傳統MOV鉗位電路的特性及問題，文獻［17］將MOV的通態特性分為圖3所示的4個區域。其中母線電壓區為MOV可長期耐受母線電壓UDC的范圍；鉗位電壓區為MOV可安全的鉗位系統瞬態過壓并吸收感性部件能量的范圍；有損漏電流區為過度區域，MOV兩端電壓長期處于該區域內會因損耗功率過高而熱失效。該文獻指出MOV鉗位技術的VSI較高（gt;2），導致直流固態斷路器的額定電壓僅為主開關額定電壓的一半以下。使用瞬態抑制二極管（transient voltage suppressor，TVS）替代MOV能夠將VSI降低至1.5左右［21-22］。然而TVS功率等級較低，需要多個器件串并聯使用，造成其成本和體積均遠大于MOV技術。

文獻［18］提出了使用反向串聯IGBT作為雙向輔助開關與MOV串聯的有源過壓鉗位技術。當MOV需要工作在鉗位狀態時，輔助開關導通，MOV正常工作。當流過MOV的電流降低至毫安級別（即處于非鉗位狀態）時，輔助開關關斷，避免MOV因漏電流過高發生熱失效。該設計使VSI降至1.54左右。然而由于其使用了較多的功率器件及驅動，造成其成本和體積過高。為此，文獻［17］提出以晶閘管為輔助開關串聯MOV的有源過壓鉗位技術，其通過斷路器分斷過程的過壓使擊穿二極管（breakover diode，BOD）被擊穿導通，進而觸發晶閘管導通，MOV開始鉗位過壓。在系統能量被MOV吸收完后，MOV返回至有損漏電流區，其漏電流小于晶閘管的維持電流（一般為100 mA），因此晶閘管實現了自關斷。該技術的VSI為1.4左右，且成本有一定下降［17］。然而該方案為實現雙向過壓鉗位，簡單的采用了開關反向并聯的方式，并且兩開關均需配置驅動電路。因此該方案使用了較多高成本器件，如晶閘管、擊穿二極管BOD等，造成該方案成本仍較高。

在以晶閘管為輔助開關的過壓鉗位電路的基礎上，本文提出基于雙向可控硅的過壓鉗位技術。利用雙向可控硅更易驅動、能夠雙向導通/阻斷和在毫安級電流下自關斷的特點，實現同時降低過壓鉗位電路硬件成本和VSI的目的。

1 基于雙向可控硅的有源過壓鉗位技術

1.1 雙向可控硅的結構及驅動方式

雙向可控硅的功率端可等效為2個晶閘管反向并聯，因此，雙向可控硅能夠雙向導通/阻斷且其具有更小的封裝體積。在控制方面，雙向可控硅的另一重要優勢在于僅需要一個門極控制端子即可實現對其功率端子雙向通斷的控制。

圖4對比了晶閘管和雙向可控硅的門極驅動特性。由此可知，僅當晶閘管門極G和陰極K間被施加正脈沖電壓時，其陽極A和陰極K間才可流過正向電流。而對于雙向可控硅，無論其門極G和功率端子T2間被施加正或負的脈沖電壓，其功率端子T1和T2間均可雙向流動電流。因此在雙向開關應用中，若使用一個雙向可控硅替代2個晶閘管，則僅需一個柵極驅動且柵極觸發脈沖方向不需要單獨設計，即可實現雙向通斷的目的。

1.2 基于雙向可控硅的有源過壓鉗位的原理

基于雙向可控硅的有源過壓鉗位方案如圖5所示。其中，MOV通過雙向可控硅S實現與直流固態斷路器的連接與斷開。基于雙向可控硅的驅動性質和工作時機，設計了由R和C1組成的雙向可控硅驅動電路。在雙向可控硅導通前，緩沖電容C2為MOV提供瞬時流通路徑。該關斷過壓鉗位方案工作過程及相關波形如圖5和圖6所示，具體如下：

1）步驟一：t1時刻發生了過流故障。t2時刻，故障電流ion達到固態斷路器的檢測閾值，其主開關開始分斷。

2）步驟二：隨著主開關的分斷，固態斷路器兩端電壓uSSCB階躍升高（t2時刻）。受到該階躍電壓的作用，驅動支路①（由R、C1和雙向可控硅S的門極和T2端子間的寄生電阻組成）和緩沖支路②（由MOV與C2組成）將分別產生瞬時電流。其中支路①的電流iG-T2為雙向可控硅的驅動電流，其按照圖6所示形式瞬間達到峰值IGTM后開始下降。在此過程中，雙向可控硅被驅動導通。

在雙向可控硅導通前，支路②作為瞬時緩沖支路，其中C2為緩沖電容。t2到t3時間段為MOV通過C2擊穿導通的過程。圖6中的uSSCB代表支路②兩端的電壓變化過程。因此，uSSCB會先上升至直流固態斷路器的關斷峰值電壓Upeak，然后下降至MOV的鉗位電壓UMOV_clamp。UMOV_clamp與Upeak的差值與MOV自身特性、主開關開關速度和回路間寄生電感有關，一般來說，Upeak為UMOV_clamp的1.1倍左右。在t3到t4時間段內，雙向可控硅尚未導通，電容C2作為瞬態通路使MOV能夠暫時流過故障電流。因此，電壓uSSCB會再次稍微上升。為降低VSI，應對電容C2進行設計，確保t4時刻uSSCB的幅值小于等于Upeak。支路①和支路②的相關參數設計方法將在下一節展開說明。

3）步驟三：受到支路①驅動電流的作用，雙向可控硅在t4時刻完全導通。因此，故障電流由緩沖電容C2轉移到雙向可控硅。同時，隨著系統感性部件的能量將被MOV吸收，iMOV逐漸下降。

4）步驟四：系統感性部件的能量被MOV完全吸收后到達t5時刻，此時uSSCB恢復為母線電壓UDC。通過參數設計，使MOV在母線電壓下的漏電流處于有損漏電流區且小于雙向可控硅的維持電流（一般為100 mA）。因此雙向可控硅會自關斷，進而MOV與母線系統的連接被切斷。

當過壓鉗位電路需要進行反向過壓鉗位時，其工作過程如圖7所示，此時故障電流方向為從右向左。在關斷故障時，支路①的瞬態驅動電流方向與之前相反。由圖4可知，該反向瞬態驅動電流依然可以使雙向可控硅開啟。因此該方案實現了雙向過壓鉗位。

上述方案利用了雙向可控硅易驅動和在毫安級電流下自關斷的特性，將MOV的母線電壓區拓展到了有損漏電流區，進而降低了電壓抑制因數VSI。該方案的另一優勢在于其使用了單支雙向可控硅開關代替了2個反向并聯的晶閘管，并且其驅動僅需一個RC電路即可。因此該方案在體積和成本兩方面實現了進一步優化。

2 參數設計

2.1 雙向可控硅驅動與緩沖電路的參數設計

雙向可控硅的門極驅動參數設計包括對驅動電阻R和驅動電容C1的設計。對于驅動電阻R的設計需考慮兩方面。首先，為確保雙向可控硅門極不產生過載退化，門極注入電流最大值應小于其最大觸發電流IGTM。其次，為充分發揮過壓鉗位電路的性能，應使雙向可控硅的門極注入電流盡可能的大，進而使雙向可控硅的導通時間縮短。因此對驅動電阻R的設計目標為：在不超過IGTM前提下，使驅動電流越大越好。

雙向可控硅門極驅動系統可簡化為如圖8所示的電路，其中RG_T2為雙向可控硅的門極到功率端子T2的等效電阻。當直流固態斷路器關斷時，其關斷的電流可分為零電流和最大關斷電流2個極端情況。在上述2種情況下，固態斷路器功率端電壓將分別從零階躍上升至母線電壓UDC和關斷峰值電壓Upeak。該電壓變化被等效為圖8中的階躍電壓源。因此，驅動電阻R的值計算為

R=UpeakIGTM－RG_T2。（2）

其中：IGTM為雙向可控硅門極最大觸發電流，該參數可在數據手冊中得到；Upeak為直流固態斷路器關斷峰值電壓，該參數可在確定MOV型號及固態斷路器最大關斷電流后，通過MOV數據手冊獲得。

在驅動電阻R設計的基礎上，需對驅動電容C1進行設計。為確保雙向可控硅順利導通，需使驅動電流的維持時間（即從最大觸發電流IGMT降低至可控硅的最小觸發電流IGT的時間）大于等于可控硅的導通時間tgt。因為階躍電壓越小，驅動電流維持時間越短，所以應以階躍電壓的最小值即母線電壓UDC作為維持時間的計算條件。假設當驅動電流降至IGT時，驅動電容C1的電壓為UIGT，則有

IGT=UDC－UIGTR+RG_T2。（3）

其中UIGT可表示為

UIGT=UDCe－tgt（R+RG_T2）C1。（4）

將式（2）和式（4）代入式（3）得

C1=－tgtIGTMUpeakln（1－IGTUpeakIGTMUDC）。（5）

其中，雙向可控硅的導通時間tgt、最大觸發電流IGTM和最小觸發電流IGT均可從其數據手冊中獲得。

在雙向可控硅導通前，大部分故障電流將從緩沖支路②流過，因此支路②兩端電壓會從MOV的鉗位電壓UMOV_clamp開始逐漸上升，如圖8中t3到t4時間段所示。為降低VSI，此過程中，支路②兩端電壓不應超過Upeak。因此，緩沖電容C2的參數計算如下：

C2=ISSCB_peaktgtUpeak－UMOV_clamp。（6）

其中：ISSCB_peak為直流固態斷路器最大關斷電流；tgt為雙向可控硅的導通時間。

2.2 MOV與雙向可控硅的選擇

對于MOV的選擇，應從兩方面考慮，首先需確保MOV不發生失效。根據引言部分對MOV的特性分析可知，選擇的MOV瞬時吸收能量額定值WMOV（見數據手冊）應大于其需要吸收的總能量Wall，進而避免MOV過載損壞。同時，MOV的耐受峰值電流IMOV_max應大于直流固態斷路器的最大關斷電流ISSCB_peak，進而避免MOV工作在圖3所示的有損吸能區。因此MOV的選擇應受到以下2個條件約束：

WMOVgt;Wall；（7）

IMOV_maxgt;ISSCB_peak。（8）

其中Wall包括感性部件的儲能和電源持續提供的能量兩部分，其計算公式如下：

Wall=12（UDCUMOV_clamp－UDC+1）LlineI2SSCB_peak。（9）

其中：UDC為母線電壓；UMOV_clamp為MOV的鉗位電壓；Lline為系統電感；ISSCB_peak為直流固態斷路器最大關斷電流。

其次，由圖3可知，選擇的MOV在固態斷路器額定電壓下的漏電流IMOV_leak越大，其鉗位電壓與額定電壓的差將越小（VSI越小），因此應選擇盡量高IMOV_leak的MOV。同時為確保MOV完成能量吸收后，雙向可控硅能夠自關斷。IMOV_leak應小于雙向可控硅的維持電流ITriac_H。因此MOV除了需滿足式（7）、式（8）外，其IMOV_leak應盡量高且同時滿足以下條件：

IMOV_leaklt;ITriac_H。（10）

對于雙向可控硅的選擇，首先為防止雙向可控硅擊穿和過載損壞，其選型應同時滿足以下3個條件：

UDRMgt;USSCB_rated；（11）

URRMgt;USSCB_rated；（12）

ITSMgt;ISSCB_peak。 （13）

其中：UDRM，URRM和ITSM分別為雙向可控硅的正向重復峰值電壓、反向重復峰值電壓和耐受浪涌電流；USSCB_rated和ISSCB_peak分別為直流固態斷路器的額定電壓和最大關斷電流。

其次，根據式（10）可知，應選取高維持電流ITriac_H的雙向可控硅，進而可以選擇IMOV_leak更大的MOV，達到降低MOV鉗位電壓（即降低VSI）的目的。根據相關廠商數據手冊可知，目前標準雙向可控硅的維持電流ITriac_H最大值一般為100 mA。

根據上述設計，該過壓鉗位方案的VSI值范圍可通過如下案例分析：在后續額定電壓600 V的直流固態斷路器的關斷過壓鉗位實驗中，使用了Littelfuse公司的Q8040K7TP雙向可控硅（ITriac_H為100 mA，額定電壓/耐受浪涌電流為800 V/335 A）作為過壓鉗位電路的輔助開關。根據式（7）、式（8）和式（10），MOV可選擇松下電器的ERZE11A471（IMOV_leak為10 mA）。由MOV的數據手冊可知，當固態斷路器的母線電壓UDC為600 V，關斷電流ISSCB_peak為100 A時，MOV的理論鉗位電壓應為875 V。在此基礎上，考慮到MOV自身特性誤差及主開關寄生電感引起的瞬態過壓，固態斷路器的實際關斷峰值電壓Upeak應在850 V到950 V之間。因此，根據式（1），在上述案例中，過壓鉗位電路的VSI應在1.41到1.58之間。

對于更高功率等級的直流固態斷路器，雙向可控硅過壓鉗位電路的相關部件選型/參數會不同。但該過壓鉗位方案的核心優勢在于，將選擇MOV時需考慮其在母線電壓下的漏電流IMOV_leak值，由微安級提升至毫安級，拓寬了圖3中的母線電壓區，進而降低了MOV鉗位電壓與母線電壓差。因此該電路仍能夠將VSI降低至1.5左右。

3 實驗驗證

3.1 過壓鉗位實驗硬件平臺介紹

依據圖5所示的低壓直流輸電系統電路建立了直流固態斷路器關斷過壓鉗位實驗平臺。實驗平臺可模擬600 V直流系統過流故障，在故障電流達到關斷閾值后，固態斷路器開始關斷。由于線路電感的作用，固態斷路器關斷過程中將產生過壓，進而驗證過壓鉗位電路的相關性能。為確保實驗的安全性，使用預充電母線電容代替高壓電源。

實驗系統關鍵硬件參數的設置如表1所示，其中驅動電阻R、驅動電容C1和緩沖電容C2分別按照式（2）、式（5）和式（6）計算得到。所用的直流固態斷路器額定電流20 A，其過流故障檢測的閾值電流設置為額定電流的5倍（100 A）。基于雙向可控硅的有源過壓鉗位硬件電路如圖9所示。

3.2 高過流故障下的關斷過壓鉗位實驗

為驗證過壓鉗位電路在高過流故障下的性能，首先在故障電流100 A條件下進行了直流固態斷路器關斷過壓鉗位實驗。在系統負載正常工作后，通過故障模擬裝置觸發了系統過流故障。固態斷路器分斷故障的電壓和電流波形如圖10所示。本次實驗中，過壓鉗位電路按照圖5所示方向接入固態斷路器系統，此接入方向定義為過壓鉗位電路正向工作方向。

具體過程如下：在t1時刻，過流故障被觸發，由于線路電感的作用，故障電流開始隨時間線性上升。在t2時刻，故障電流上升至故障檢測閾值電流100 A。因此直流固態斷路器的主開關開始分斷。因為固態斷路器兩端電壓的階躍升高，雙向可控硅的RC驅動電路有驅動電流流過，所以雙向可控硅導通，故障電流轉移到過壓鉗位電路中。由圖10可知，故障峰值電壓為900 V，又因為母線電壓為600 V，所以其電壓抑制因數VSI為1.5。t2到t3時間段為MOV吸收系統感性部件能量的過程。在t3時刻，系統感性部件能量被吸收完畢，MOV的漏電流小于雙向可控硅的維持電流，所以雙向可控硅自關斷。圖11為雙向可控硅自關斷前后其兩端電壓變化波形。因為雙向可控硅并聯的緩沖電容C2的作用，其電壓恢復到阻斷狀態電壓需要一段時間。在該時間段內，緩沖電容C2通過MOV的漏電流緩慢充電至55 V。同時，該充電過程也證明了緩沖電容C2并聯的雙向可控硅處于阻斷狀態（即雙向可控硅實現了自關斷）。

為證明被充電的緩沖電容C2不影響過壓鉗位電路的再次動作，在直流固態斷路器關斷后，測量了其再次導通的波形，如圖12所示。由此可看出，在固態斷路器導通瞬態，緩沖電容C2的電壓迅速從55 V降低至0，放電時間約為1 μs。因此固態斷路器開啟瞬態，C2會被重置為未充電狀態，進而確保了關斷過壓鉗位電路再次動作不受影響。C2放電的原理如下：當固態斷路器導通時，其兩端電壓將迅速從母線電壓（600 V）下降至通態電壓（1～2 V），因此RC驅動同樣會產生驅動電流。根據圖4所示的可控硅驅動原理可知，該驅動電流同樣可驅動雙向可控硅導通。因此C2通過并聯的雙向可控硅實現了放電。

此外，需驗證該過壓鉗位電路反向過壓鉗位的可行性。因此按照圖7所示電流流動方向進行了反向過壓鉗位實驗。實驗過程與正向過壓鉗位實驗過程相同，因此將不再贅述。在反向過壓鉗位實驗中，直流固態斷路器兩端的電壓和電流波形如圖13所示，雙向可控硅兩端的電壓波形如圖14所示。

對比可知，圖10與圖13幾乎完全一致，因此提出的過壓鉗位方案在2個方向上的電壓抑制因數VSI均為1.5。該數值與2.2節對VSI的預測相符。此外，通過圖11和圖14對比可看出，當直流固態斷路器處于關斷狀態后，雙向可控硅的關斷穩態電壓分別為55 V和150 V。上述現象是由雙向可控硅在2個方向上的關斷等效阻抗有差異造成的。雖然存在此差異，但因為雙向可控硅在2個方向上均實現了可靠切斷MOV漏電流的目的，所以該差異不會對實際工程應用造成影響。最后圖15展示了過壓鉗位電路反向工作下，固態斷路器開啟瞬態緩沖電容C2的放電過程。證明了在反向工作下，被充電的緩沖電容C2同樣不影響過壓鉗位電路的再次動作。

3.3 不同關斷電流下的VSI對比

直流固態斷路器關斷不同系統電流iL時，關斷過壓鉗位電路的工作波形對比如圖16所示。由此可以看出，當關斷電流為75 A時，其關斷電壓峰值為890 V，VSI為1.48，與高過載工況（100 A）下關斷時的VSI（1.5）接近。當關斷電流在12.5 A到50 A之間時，VSI下降到1.21到1.43之間。綜上可知，固態斷路器關斷高過載電流（75～100 A）時，過壓鉗位電路的VSI能夠保持在1.5左右，關斷正常負載或輕過載電流時，VSI將會更低。

此外，雖然VSI會隨著關斷電流的降低而降低，進而使鉗位電壓與母線電壓的差值越來越小。但該現象不會引起過壓鉗位的誤動作，原因如下：由該過壓鉗位電路的原理可知，僅直流固態斷路器開關瞬態產生的電壓階躍變化才能驅動雙向可控硅導通，進而使過壓鉗位電路工作。由此可知，雖然過壓鉗位的VSI較低，但其作用時間僅為固態斷路器開關瞬態。并且由參數設計部分可知，在母線電壓下，雙向可控硅會因其實際流過的電流小于維持電流（100 mA）而自關斷。因此不會出現誤動作現象。

3.4 雙向可控硅的RC驅動電路可靠性討論

由式（2）及式（6）可知，在直流固態斷路器關斷瞬態，其故障電流及瞬態過壓決定了RC驅動能否可靠驅動雙向可控硅導通。本文以故障電流最大值ISSCB_peak等于100 A電流為例，進行了相關設計。如2.2節所述，根據選擇的ISSCB_peak及壓敏電阻可知瞬態過壓峰值Upeak在900 V左右，進而進行了RC驅動電路的設計。確保了在上述條件下，RC電路產生的驅動電流及維持時間滿足驅動雙向可控硅導通的條件。

當故障電流小于100 A時，雖然瞬態過壓將會減小，但其會保持大于母線電壓（600 V），如圖16所示。由表一可知，設計的總驅動電阻為225 Ω，因此最小驅動電流峰值為600 V / 225 Ω = 2.66 A，大于雙向可控硅最小驅動電流IGT（100 mA）。且根據式（5）對驅動電容C1的設計可知，驅動電流的維持時間長于雙向可控硅的導通時間tgt。因此當故障電流小于100 A時，RC驅動電路仍能夠可靠驅動雙向可控硅導通。圖16所示的不同關斷電流下的實驗同樣證明了上述結論。此外，對于其他功率等級的應用場景，根據具體故障電流最大值及第二章相關公式調整參數設計，同樣可實現RC驅動及過壓鉗位的可靠工作。

3.5 不同有源過壓鉗位方案的對比

圖17為2種傳統的有源過壓鉗位方案及提出的過壓鉗位方案在器件成本和電壓抑制因數VSI兩方面的對比，其中方案1為基于半控型晶閘管的有源過壓鉗位方案［17］，方案2為基于IGBT（全控型器件）的有源過壓鉗位方案［18］，方案3為提出的基于雙向可控硅的有源過壓鉗位方案。方案1和方案2的成本主要來源于使用的功率半導體器及其較為復雜的驅動電路，而方案3的成本主要來源于雙向可控硅（其驅動僅為RC電路，成本可忽略）。通過對比可知，3種方案的VSI相似，且均遠小于基于MOV的無源過壓鉗位方案的VSI（gt;2）。然而，相比于前2種方案，基于雙向可控硅的過壓鉗位方案的成本被進一步降低。

4 結 論

過壓鉗位技術用于抑制直流固態斷路器關斷瞬態過壓，避免功率開關被過壓擊穿，其過壓抑制因數將影響斷路器的功率密度、傳輸效率及成本。本文對傳統無源及有源過壓鉗位技術進行了分析，明確了其在電壓抑制因數與成本間存在的矛盾。為此，提出了使用低成本的雙向可控硅替代傳統功率開關切斷壓敏電阻穩態漏電流的過壓鉗位方案。并基于雙向可控硅的自關斷特性和特殊工作時機，設計了用于雙向可控硅的不控RC驅動電路，使方案整體成本進一步降低。以直流固態斷路器的最大分斷電流、關斷過壓峰值、關斷所需吸收能量等參量為依據，明確了RC驅動、雙向可控硅、MOV以及緩沖電容的參數計算及選型方法，確保了過壓鉗位及RC驅動的可靠性。最后搭建了直流固態斷路器分斷過壓實驗平臺，完成了過壓鉗位電路的性能驗證。實驗及對比表明，該方案在保證較好的過壓鉗位效果的同時其成本被進一步降低。

參 考 文 獻：

［1］ RODRIGUES R， DU Yu， ANTONIAZZI A， et al. A review of solid-state circuit breakers［J］. IEEE Transactions on Power Electronics， 2021， 36（1）： 364.

［2］ 魯宗相，李海波，喬穎. 高比例可再生能源并網的電力系統靈活性評價與平衡機理［J］. 中國電機工程學報， 2017， 37（1）： 9.

LU Zongxiang， LI Haibo， QIAO Ying. Flexibility evaluation and supply/demand balance principle of power system with high-penetration renewable electricity［J］. Proceedings of the CSEE， 2017， 37（1）： 9．

［3］ 李露露， 雍靜， 梁仕斌， 等. 民用低壓直流供電系統保護綜述［J］.電工技術學報， 2015， 30（22）： 133.

LI Lulu， YONG Jing， LIANG Shibin， et al. A review of civil low voltage DC distribution system protection［J］. Transactions of China Electrotechnical Society， 2015， 30（22）： 133.

［4］ 田明玉， 任宇， 田世鵬， 等. SiC MOSFET直流固態斷路器短路特性及保護電路［J］. 半導體技術， 2022， 47（7）： 554.

TIAN Mingyu， REN Yu， TIAN Shipeng， et al. Short-circuit characteristics and protection circuit of SiC MOSFET DC solid state circuit breaker［J］.Semiconductor Technology，2022， 47（7）： 554.

［5］ 張麗萍，石敦義，繆希仁. 低壓斷路器振動特性分析及其故障診斷研究［J］. 電機與控制學報，2016，20（10）：82.

ZHANG Liping， SHI Dunyi， MIU Xiren， et al. Research on vibration signal feature analysis and its fault diagnosis ［J］. Electric Machines and Control， 2016， 20（10）： 82.

［6］ 李輝， 廖興林， 肖洪偉， 等. 基于SiC MOSFET直流固態斷路器關斷初期電壓尖峰抑制方法［J］. 電工技術學報， 2018， 33（5）： 1058.

LI Hui， LIAO Xinglin， XIAO Hongwei， et al. Voltage overshoot suppression method of sic mosfet-based DC solid-state circuit breaker at turn-off initial stage ［J］. Transactions of China Electrotechnical Society， 2018， 33（5）： 1058.

［7］ 盧其威， 高志宣， 滕尚甫， 等.基于MOSFET的限流式固態斷路器及其過電壓抑制［J］. 電工技術學報， 2017， 32（24）： 42.

LU Qiwei， GAO Zhixuan， TENG Shangfu， et al. Current limiting solid state circuit breaker based on moseft and its over voltage suppression［J］. Transactions of China Electrotechnical Society， 2017，32（24）： 42.

［8］ LI Bin， HE Jiawei， LI Ye， et al. A novel solid-state circuit breaker with self-adapt fault current limiting capability for LVDC distribution network［J］. IEEE Transactions on Power Electronics， 2019， 34（4）： 3516.

［9］ QI Li， ANTONIAZZI A， RACITI L， et al. Design of solid-state circuit breaker-based protection for DC shipboard power systems［J］. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics， 2017， 5（1）： 260.

［10］ 方春恩，薛濤，付旭輝，等.固態開關的多路輸出高壓隔離供能電源研究［J］. 電機與控制學報，2021，25（6）：128.

FANG Chunen， XUE Tao， FU Xuhui， et al. Research on multi-outputs hig-voltage isolated power supply for solid state switches［J］. Electric Machines and Control， 2021， 25（6）： 128.

［11］ ZHANG Xiangyu， YU Zhanqing， CHEN Zhengyu， et al. Modular design methodology of DC breaker based on biscrete metal oxide varistors with series power electronic devices for HVDC application［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2019， 66（10）： 7653.

［12］ BAGHERI A， IMAN-EINI H， FARHANGI S. A gate driver circuit for series-connected IGBTs based on quasi-active gate control［J］. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics， 2018， 6（2）： 791.

［13］ ZHANG Xiangyu， YU Zhanqing， CHEN Zhengyu， et al. Optimal design of diode-bridge bidirectional solid-state switch using standard recovery diodes for 500 kV high-voltage DC breaker［J］. IEEE Transactions on Power Electronics， 2020， 35（2）： 1165.

［14］ REN Yu， YANG Xu， ZHANG Fan， et al. A compact gate control and voltage-balancing circuit for series-connected SiC MOSFETs and its application in a DC breaker［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2017， 64（10）： 8299.

［15］ ZHAO Shuyan， KHEIROLLAHI R， ZHANG Hua， et al. MOV-RCD snubber design for medium-voltage SiC-module based solid-state DC circuit breaker［C］// IEEE 4th International Conference on DC Microgrids， July 18-21， 2021， Arlington， USA. 2021： 1-6.

［16］ ZHAO S， KHEIROLLAHI R， WANG Yao， et al. Investigation of limitations in passive voltage clamping-based solid-state DC circuit breakers［J］. IEEE Open Journal of Power Electronics， 2022， 3： 209.

［17］ RAVI L， ZHANG Di， QIN Debao， et al. Electronic MOV-based voltage clamping circuit for DC solid-state circuit breaker applications［J］. IEEE Transactions on Power Electronics， 2022， 37（7）： 7561.

［18］ KHEIROLLAHI R， ZHAO Shuyan， ZHANG Hua， et al. Novel active snubbers for SSCBs to improve switch voltage utilization rate［J］. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics， 2022， 11（3）： 2565.

［19］ XUE Ju， XIN Zhen， CHEN Jianliang， et al. A load-independent controllable Z-source circuit breaker with an intrinsic fault detection method［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2022， 70（6）： 6366.

［20］ LIU Lian， VAN M， POPOV M， et al. The DC circuit breaker with necessary bidirectional interruption capability［C］// IEEE PES Asia-Pacific Power and Energy Engineering Conference， Oct. 25-28， 2016， Xi’an， China. 2016： 110-114.

［21］ HAYES J， GEORGE K， KILLEEN P， et al. Bidirectional， SiC module-based solid-state circuit breakers for 270 Vdc MEA/AEA systems［C］// WiPDA 2016-4th IEEE Workshop on Wide Bandgap Power Devices and Applications， Nov. 7-9， 2016， Fayetteville， USA. 2016： 70-77.

［22］ DONG Zhou， REN Ren， WANG Fei. Development of high-power bidirectional DC solid-state power controller for aircraft applications［J］. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics， 2022， 10（5）： 5498.

（編輯：劉琳琳）

收稿日期： 2023-08-09

基金項目：河北省自然科學基金（E2021202164）

作者簡介：薛 聚（1995—），男，博士，研究方向為固態斷路器、短路保護、寬禁帶半導體應用；

賴耀康（1984—），男，碩士，高級工程師，研究方向為固態繼電器、固態功率控制器研發；

陳建良（1990—），男，博士，副教授，博士生導師，研究方向為雙向高功率密度DC/AC變換器和寬禁帶半導體功率器件的高頻應用；

辛 振（1988—），男，博士，教授，博士生導師，研究方向為電力電子系統狀態感知、電力電子系統的健康狀態管理等。

通信作者：賴耀康