Ⅱ型不對稱三單元CHB逆變器的改進型調(diào)制策略

摘 要：

與對稱型級聯(lián)H橋逆變器相比，混合級聯(lián)H橋逆變器具有使用較少級聯(lián)H橋單元輸出較多電平數(shù)的優(yōu)點，但混合級聯(lián)H橋逆變器在傳統(tǒng)調(diào)制策略下存在電流倒灌及其導(dǎo)致的能量反饋問題，針對Ⅱ型不對稱三單元混合級聯(lián)H橋逆變器存在的此類問題，提出一種開關(guān)狀態(tài)函數(shù)優(yōu)化的調(diào)制策略，并對調(diào)制波進行二次優(yōu)化，同時對所得脈沖進行邏輯運算及組合。所提策略剔除了存在電流倒灌的開關(guān)狀態(tài)函數(shù)，解決了Ⅱ型不對稱三單元逆變器在傳統(tǒng)調(diào)制策略下存在的電流倒灌及能量反饋問題，降低了調(diào)制實現(xiàn)的難度，同時保證了輸出電能質(zhì)量。最后通過搭建直流電壓比為1∶2∶4的Ⅱ型不對稱三單元逆變器仿真模型及實驗平臺，分析并驗證了所提調(diào)制策略的可行性及有效性。

關(guān)鍵詞：多電平逆變器；混合級聯(lián)；調(diào)制策略；電流倒灌；開關(guān)狀態(tài)優(yōu)化

DOI：10.15938/j.emc.2024.08.016

中圖分類號：TM464

文獻標志碼：A

文章編號：1007-449X（2024）08-0152-11

Improved modulation strategy for type Ⅱ asymmetric three cell CHB inverter

HU Wenhua， CHEN Zhuofan， WEN Senlin， PENG Xiugang

（School of Electrical and Automation Engineering， East China Jiaotong University， Nanchang 330013， China）

Abstract：

Compared with the symmetrical cascaded H-bridge inverter， the hybrid cascaded H-bridge inverter has the advantage of using fewer cascaded H-bridge units to output more voltage levels， but the traditional modulation strategy of the hybrid cascaded inverter has the problems of current backflow and energy feedback. In order to solve the problem of current backflow and energy feedback in the traditional modulation strategy of Type Ⅱ asymmetric three-unit hybrid cascade H-bridge inverter， a modulation strategy of switching state function optimization was proposed， and on this basis， the modulation wave was optimized twice， and the pulse was logically calculated and combined. The proposed strategy eliminates the switching state function with current backflow， solves the current backflow and energy feedback problems existing in the traditional modulation strategy of type Ⅱ asymmetric three-unit inverter， reduces the difficulty of modulation realization， and ensures the output power quality. Finally， the feasibility and effectiveness of the proposed modulation strategy were analyzed and verified by setting up the simulation model and experimental platform of Type Ⅱ asymmetric three-unit inverter with a DC voltage ratio of 1∶2∶4.

Keywords：multilevel inverter; hybrid cascade; modulation strategy; current backflow; switch state optimization

0 引 言

隨著近年電力需求的不斷增長，以太陽能、風能為主的新能源發(fā)電技術(shù)的應(yīng)用領(lǐng)域不斷拓展［1-3］，電力行業(yè)對多電平逆變器的要求也不斷提高，多電平逆變器在中壓大功率傳動、無功補償及光伏并網(wǎng)方面得到了廣泛的應(yīng)用［4-6］。常見的多電平逆變器拓撲主要分為飛跨電容型（flying capacitor，F(xiàn)C）逆變器［7］、中點箝位型（neutral point clamped，NPC）逆變器［8］以及級聯(lián)H 橋型（cascaded H-bridge，CHB）逆變器［9］三類。CHB逆變器因其優(yōu)異的拓展性、較多的輸出電壓電平數(shù)以及較好的諧波特性而成為多電平逆變器領(lǐng)域研究的重點。根據(jù)逆變器直流側(cè)電壓比例的不同，CHB多電平逆變器拓撲主要分為對稱型（1∶1∶1∶…）、Ⅱ型（1∶2∶4∶…）與Ⅲ型（1∶3∶9∶…），其中Ⅱ型逆變器由于其較高的輸出電平數(shù)、較低的輸出電壓總畸變率（total harmonic distortion，THD）、優(yōu)良的輸出電能質(zhì)量而受到廣泛的關(guān)注［10-11］。

作為多電平逆變器領(lǐng)域的關(guān)鍵一環(huán)，調(diào)制方法的選擇決定了輸出電能的質(zhì)量與系統(tǒng)的效率，CHB逆變器的調(diào)制方法主要有空間電壓矢量調(diào)制（space vector pulse width modulation，SVPWM）［12］、特定諧波消除法（selective harmonic elimination pulse width modulation，SHEPWM）［13］及脈沖寬度調(diào)制（sine pulse width modulation，SPWM）［14］。其中SPWM技術(shù)由于計算簡單，輸出電能質(zhì)量好而備受關(guān)注，但同時SPWM調(diào)制又存在高壓單元開關(guān)頻率過高導(dǎo)致的開關(guān)損耗過大的問題，目前常見的混合逆變器調(diào)制策略主要采用方波調(diào)制與PWM調(diào)制相結(jié)合的調(diào)制策略［15］。但使用該調(diào)制策略對混合CHB逆變器進行調(diào)制時，若高壓單元電壓大于其余單元之和，則會存在電流倒灌的問題。電流倒灌，即在某一時刻，逆變器級聯(lián)單元間輸出電壓極性相反。這將導(dǎo)致逆變器級聯(lián)單元之間出現(xiàn)環(huán)流，進而導(dǎo)致被倒灌的級聯(lián)單元直流側(cè)電容電壓升高，使逆變器輸出相電壓波形產(chǎn)生畸變，影響輸出電能質(zhì)量［16］。針對上述問題，文獻［17］提出一種適用于直流側(cè)電壓比為1∶3的Ⅲ型不對稱逆變器的混合頻率調(diào)制策略，解決了傳統(tǒng)調(diào)制策略下低壓單元的局部超調(diào)問題，緩解了電流倒灌問題，但并不能夠完全解決該問題。文獻［18］提出一種直流側(cè)電壓比為1∶1∶2∶2的Ⅱ型混合十三電平逆變器拓撲，并在此基礎(chǔ)上解決了電流倒灌問題，但該逆變器存在使用直流電源較多而輸出電平數(shù)較少的缺點，缺乏經(jīng)濟性。文獻［19］針對直流側(cè)電壓比為1∶2的Ⅱ型不對稱級聯(lián)逆變器提出一種單極倍頻調(diào)制策略，該調(diào)制策略能夠解決兩單元間電流倒灌的問題，但該調(diào)制策略在級聯(lián)單元增加時，較多的區(qū)間將導(dǎo)致邏輯信號構(gòu)成復(fù)雜，難以將該調(diào)制策略推廣至三單元逆變器。文獻［20］針對直流側(cè)電壓比為1∶2的Ⅱ型不對稱逆變器提出一種混合調(diào)制策略，該調(diào)制策略能夠消除傳統(tǒng)調(diào)制策略所存在的電流倒灌問題，但該調(diào)制策略需要計算導(dǎo)通角度，難以對逆變器進行實時控制。文獻［21］針對直流側(cè)電壓比為1∶2的Ⅱ型不對稱逆變器提出一種混合載波脈寬調(diào)制方法，在改進電流倒灌的基礎(chǔ)上進一步改進了輸出電能質(zhì)量，但該方法調(diào)制策略較為復(fù)雜，且功率器件的開關(guān)損耗較大。

針對傳統(tǒng)混合調(diào)制所存在的電流倒灌問題，本文提出一種開關(guān)狀態(tài)函數(shù)優(yōu)化的Ⅱ型三單元逆變器調(diào)制策略，并在該策略的基礎(chǔ)上對調(diào)制波進行優(yōu)化，該策略能在消除電流倒灌與各級聯(lián)單元之間能量反饋問題的同時保證輸出電能質(zhì)量。

1 Ⅱ型三單元逆變器拓撲與工作原理分析

Ⅱ型三單元逆變器拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示，由3個級聯(lián)的H橋單元構(gòu)成，直流側(cè)電壓比為4∶2∶1，分別為直流側(cè)電壓為4E的高壓單元H1、直流側(cè)電壓為2E的中壓單元H2以及直流側(cè)電壓為E的低壓單元H3。定義逆變器輸出相電壓為uAN，高中低壓單元輸出電壓分別為uH1、uH2與uH3，則逆變器輸出相電壓可表示為

圖2中，當逆變器輸出相電壓uAN處于［E，2E］與 ［-E，-2E］時，低壓單元H3的輸出電壓與中壓單元H2輸出電壓的極性存在相反部分，當uAN處于［3E，4E］與［-3E，-4E］時，低壓單元H3的輸出電壓與高壓單元H2輸出電壓的極性存在相反部分，當uAN處于［5E，6E］與［-5E，-6E］時，低壓單元H3的輸出電壓與H1、H2單元輸出電壓的極性存在相反部分。故輸出相電壓處于以上狀態(tài)時，傳統(tǒng)Ⅱ型三單元逆變器調(diào)制存在電流倒灌的問題。

2.2 開關(guān)狀態(tài)函數(shù)優(yōu)化的Ⅱ型三單元逆變器調(diào)制策略

傳統(tǒng)Ⅱ型三單元逆變器調(diào)制由于部分開關(guān)狀態(tài)函數(shù)在使用時存在電流倒灌的問題，將導(dǎo)致逆變器內(nèi)部出現(xiàn)環(huán)流，故需對開關(guān)狀態(tài)函數(shù)進行優(yōu)化，優(yōu)化后剩余的15種開關(guān)狀態(tài)函數(shù)與輸出電平的關(guān)系如表2所示。

表2中，三單元逆變器優(yōu)化后的15種開關(guān)狀態(tài)函數(shù)與逆變器輸出電壓一一對應(yīng)，不存在冗余狀態(tài)，且輸出相電壓極性與各單元輸出電壓極性相同，能夠有效解決傳統(tǒng)調(diào)制策略所存在的電流倒灌問題。

本文針對傳統(tǒng)Ⅱ型三單元逆變器調(diào)制策略存在電流倒灌的問題提出一種開關(guān)狀態(tài)優(yōu)化的改進型調(diào)制策略，其原理如圖3所示，定義調(diào)制波vm1的調(diào)制度為ma，頻率為fm，則調(diào)制波的數(shù)學(xué)表達式可以表示為：

vm1=7Esin（2πfmt）。（6）

vm2=vm1－4E，4E≤vm1≤7E；

vm1，－4E≤vm1lt;4E；

vm1+4E，－7E≤vm1≤－4E。（7）

vm3=vm2－2E，2E≤vm2≤4E；

vm2，－2E≤vm2lt;2E；

vm2+2E，－4E≤vm2≤－2E。（8）

vm4=vm3－E，E≤vm3≤2E；

vm3，－E≤vm3lt;E；

vm3+E，－2E≤vm3≤－E。（9）

圖3中，當調(diào)制波vm1≥vcr1、vm1≤vcr1-、vm2≥vcr2、vm2≤vcr2-、vm3≥vcr3、vm3≤vcr3-、vm4≥vcr4、vm4≤vcr4-時，脈沖信號分別為a1、a2、b1、b2、c1、c2、d1、d2，將所得的脈沖信號進行邏輯運算，所得逆變器各開關(guān)管的觸發(fā)信號可表示為：

S11=a1+b1c1d1；S12=S11；

S13=a2+b2c2d2；S14=S13。（10）

S21=b1c1d1+b1c1d1+b1c1；S22=S21；

S23=b2c2d2+b2c2d2+b2c2;S24=S23。（11）

S31=c1d1+c1d1；S32=S31；S33=c2d2+c2d2；S34=S33。（12）

Ⅱ型三單元逆變器各單元輸出電壓如圖3所示，在本文提出的開關(guān)狀態(tài)函數(shù)優(yōu)化的調(diào)制策略下，逆變器高中壓單元H1、H2工作于較低的開關(guān)頻率下，能夠有效減小高中壓單元的開關(guān)損耗，提升電能輸出效率，低壓單元H3工作于較高的開關(guān)頻率下，能夠有效提高電能輸出質(zhì)量。逆變器各輸出單元輸出電壓的極性均相同，證明本文所提的開關(guān)狀態(tài)函數(shù)優(yōu)化的改進型調(diào)制策略能夠消除傳統(tǒng)Ⅱ型三單元逆變器調(diào)制策略所存在的電流倒灌問題。

2.3 Ⅱ型三單元逆變器調(diào)制策略的二次優(yōu)化

前文所提調(diào)制策略通過對開關(guān)狀態(tài)函數(shù)進行優(yōu)化，解決了傳統(tǒng)調(diào)制策略所存在的電流倒灌問題，但仍存在脈沖信號與載波較多的問題，通過對調(diào)制波進行重構(gòu)，減少脈沖信號與載波的數(shù)量，調(diào)制原理如圖4所示，定義調(diào)制波vm5的調(diào)制度為ma，頻率為fm，則調(diào)制波的數(shù)學(xué)表達式可以表示為：

vm5=7E|sin（2πfmt）|。（13）

vm6=vm5－4E，4E≤vm5≤7E；

vm5，0≤vm5lt;4E。（14）

vm7=vm6－2E，2E≤vm6≤4E；

vm6，0≤vm6lt;2E。（15）

vm8=vm7－E，E≤vm7≤2E；

vm7，0≤vm7lt;E。（16）

圖4中，當調(diào)制波vm1≥vcr1、vm2≥vcr2、vm3≥vcr3、vm4≥vcr4時，脈沖信號分別為a、b、c、d，將所得的脈沖信號a～d進行邏輯運算，所得逆變器各單元工作信號可表示為：

Q1=a+bcd；

Q2=b-cd+bc-+bcd-；

Q3=c-d+cd-。（17）

同時為獲得逆變器各開關(guān)管的觸發(fā)信號，現(xiàn)定義方波脈沖信號為g，周期為T，前半周期輸出高電平，后半周期輸出低電平，將方波脈沖信號g與式（17）所得工作信號進行二次邏輯運算，所得逆變器各開關(guān)管的觸發(fā)信號可表示為：

Sn1=Qng，n=1，2，3；

Sn2=Qng，n=1，2，3；

Sn3=Qng-，n=1，2，3；

Sn4=Qng-，n=1，2，3。（18）

通過控制各開關(guān)管的觸發(fā)信號，即可控制逆變器各單元輸出電壓的波形，逆變器各單元輸出電壓波形如圖5所示。

結(jié)合圖3與圖5可知，調(diào)制波優(yōu)化調(diào)制策略與前文所提開關(guān)狀態(tài)函數(shù)優(yōu)化調(diào)制策略輸出電壓波形相同，同樣能夠消除傳統(tǒng)調(diào)制策略所存在的電流倒灌問題，且在前文所提開關(guān)狀態(tài)函數(shù)優(yōu)化調(diào)制的基礎(chǔ)上減少了脈沖信號與載波數(shù)量，降低了調(diào)制實現(xiàn)難度。

3 仿真分析

為驗證前文所提出的改進型調(diào)制策略的可行性及有效性，本文通過MATLAB2018b/Simulink軟件搭建電壓比為1∶2∶4的Ⅱ型不對稱逆變器模型，在調(diào)制度ma分別為0.3、0.6及0.9時對輸出電壓波形、各單元輸出功率及輸出電壓頻譜分布進行分析，仿真參數(shù)如表3所示。

傳統(tǒng)調(diào)制策略下調(diào)制度ma分別為0.3、0.6、0.9時逆變器輸出電壓波形如圖6所示。

由圖6可知，在傳統(tǒng)Ⅱ型三單元逆變器調(diào)制策略下，各調(diào)制度均存在低壓單元H3輸出電壓極性與中、高壓單元輸出電壓極性相反的情況，這將導(dǎo)致電流倒灌現(xiàn)象的發(fā)生，且高、中壓單元輸出階梯波電壓，這將導(dǎo)致逆變器輸出相電壓的THD增高，降低輸出電能質(zhì)量。

Ⅱ型三單元逆變器在改進型調(diào)制策略下輸出電壓波形如圖7所示，逆變器在調(diào)制度ma分別為0.3、0.6及0.9時輸出相電壓分別為七電平、十一電平及十五電平，與傳統(tǒng)調(diào)制策略下逆變器輸出電壓電平數(shù)相同，且在調(diào)制度較低的情況下高壓單元H1不參與相電壓的輸出。

由圖7可知，改進型調(diào)制策略在調(diào)制度不同的情況下低壓單元與中高壓單元輸出電壓極性均相同，不存在電流倒灌的問題，且中高壓單元采用階梯波與PWM波相結(jié)合的調(diào)制策略，相較傳統(tǒng)調(diào)制策略提高了輸出電能的質(zhì)量。

圖8為傳統(tǒng)調(diào)制策略下Ⅱ型三單元逆變器各H橋單元輸出功率的波形圖，由圖可知，在傳統(tǒng)調(diào)制策略下，各調(diào)制度均存在低壓單元H3輸出負功的情況，故在傳統(tǒng)調(diào)制策略下Ⅱ型三單元逆變器存在電流倒灌導(dǎo)致的能量反饋的問題。

圖9為改進型調(diào)制策略下Ⅱ型三單元逆變器各H橋單元輸出功率波形圖，由圖可知，在不同調(diào)制度下，逆變器各單元輸出功率始終大于0，故在改進型調(diào)制策略下逆變器各單元之間不存在電流倒灌導(dǎo)致的能量反饋問題。

Ⅱ型三單元逆變器輸出相電壓uAN在調(diào)制度分別為0.3、0.6與0.9時的頻譜分布圖如圖10所示。

由圖10可知，逆變器輸出相電壓的諧波頻率主要分布于5 kHz附近。結(jié)合圖10（a）、（b）分析可知，改進型調(diào)制策略下輸出相電壓的THD值與傳統(tǒng)調(diào)制策略相近，證明該策略在消除電流倒灌的同時能夠保證輸出電能質(zhì)量。

4 實驗及結(jié)果分析

為進一步對本文所論述的Ⅱ型三單元逆變器改進型調(diào)制策略的正確性及可行性進行驗證，通過搭建電壓比為4∶2∶1的Ⅱ型三單元逆變器實驗平臺，采用DSP+FPGA對其進行控制，進行穩(wěn)態(tài)與動態(tài)實驗并測試其輸出波形。具體實驗參數(shù)如表4所示。

4.1 穩(wěn)態(tài)實驗結(jié)果分析

通過將調(diào)制度分別設(shè)置為0.9與0.6并測試其在調(diào)制度恒定時輸出波形，驗證所提改進型調(diào)制策略的正確性及可行性。

當調(diào)制度ma為0.9時，Ⅱ型三單元逆變器輸出電壓電流波形及輸出相電壓的頻譜分布圖如圖12所示。

由圖12（a）可知，Ⅱ型三單元逆變器在ma=0.9時，低壓單元采用PWM波進行調(diào)制，中高壓單元采用PWM與階梯波相結(jié)合的調(diào)制策略，在減少開關(guān)損耗的同時能夠有效地提高輸出電能的質(zhì)量，且逆變器各單元在正、負半周期輸出電壓極性均相同，不存在傳統(tǒng)調(diào)制策略所存在的電流倒灌的問題，驗證了本文所提改進型調(diào)制策略的正確性。圖12（b）為逆變器輸出相電壓頻譜及輸出電流波形，由圖可知逆變器在調(diào)制度ma為0.9時輸出相電壓為十五電平，輸出相電壓的諧波頻率主要分布于5 kHz附近，與仿真分析所得結(jié)果一致。

調(diào)制度ma為0.6時，逆變器輸出電壓電流波形及輸出相電壓的頻譜分析圖如圖13所示。

結(jié)合圖12與圖13可知，Ⅱ型三單元逆變器在調(diào)制度ma=0.6時，逆變器各單元正、負半周期輸出電壓極性均相同，與ma為0.9時相同，不存在傳統(tǒng)調(diào)制策略所存在的電流倒灌問題，逆變器輸出相電壓電平數(shù)由ma=0.9時的十五電平下降為ma=0.6時的十一電平，逆變器輸出相電壓的頻譜主要分布于5 kHz，與仿真分析所得結(jié)果一致。

Ⅱ型三單元逆變器在調(diào)制度ma分別為0.9與0.6時逆變器各單元輸出功率波形如圖14與圖15所示。

綜合圖14與圖15，逆變器在調(diào)制度ma分別為0.6與0.9時，在改進型調(diào)制策略下逆變器各單元輸出功率均為正，不存在電流倒灌所導(dǎo)致的能量反饋問題，與仿真分析結(jié)果一致，證實了本文所提調(diào)制策略的真實性及有效性。

4.2 動態(tài)實驗結(jié)果分析

為驗證本文所提出的Ⅱ型三單元逆變器的改進型調(diào)制策略在調(diào)制度發(fā)生變化時的動態(tài)性能，對逆變器進行實驗以研究其動態(tài)性能變化。

圖16為對調(diào)制度進行控制時Ⅱ型三單元逆變器輸出相電壓與相電流波形，調(diào)制度由0.9變換至0.6的波形圖如圖16（a）所示，調(diào)制度由0.6變換至0.9的波形圖如圖16（b）所示。由圖16可知，當調(diào)制度發(fā)生變化時，逆變器輸出電平數(shù)能夠較好的在ma=0.9時的十五電平與ma=0.6時的十一電平之間進行切換，且響應(yīng)速度較快。

5 結(jié) 論

本文分析了傳統(tǒng)Ⅱ型不對稱三單元逆變器調(diào)制策略存在的不足，針對傳統(tǒng)調(diào)制策略所存在的電流倒灌問題，通過減少冗余的開關(guān)狀態(tài)函數(shù)，提出了一種開關(guān)狀態(tài)函數(shù)優(yōu)化的改進型調(diào)制策略，并對其進行優(yōu)化，通過對電壓比為1∶2∶4的Ⅱ型三單元逆變器進行仿真與實驗分析，結(jié)果表明：

1）對Ⅱ型不對稱三單元CHB逆變器的開關(guān)狀態(tài)函數(shù)進行優(yōu)化，能夠完全消解傳統(tǒng)調(diào)制策略所存在的電流倒灌及其導(dǎo)致的各級聯(lián)單元間的能量反饋問題，并保證了輸出電能質(zhì)量。

2）對開關(guān)狀態(tài)函數(shù)優(yōu)化的調(diào)制策略進行二次優(yōu)化，通過對調(diào)制波進行改進，減少了脈沖信號與載波數(shù)量，降低了調(diào)制實現(xiàn)難度。

參 考 文 獻：

［1］ 袁義生， 呂森. 一種可有效擴寬級聯(lián)型光伏逆變器穩(wěn)定域范圍的控制策略［J］. 高電壓技術(shù)， 2021， 47（3）： 972.

YUAN Yisheng， L Sen. Control method for extending the stable operating region of cascaded H-bridge PV inverter［J］. High Voltage Engineering，2021，47（3）： 972.

［2］ 湯旻安， 許希元， 王茜茜， 等. 基于SAADR-PI的NPC三電平容錯光伏并網(wǎng)逆變器FCS-MPC策略［J］. 高電壓技術(shù)， 2020，46（10）：3541.

TANG Minan， XU Xiyuan， WANG Qianqian， et al. FCS-MPC strategy for NPC three-level fault-tolerant PV grid-connected inverters based on SAADR-PI control［J］. High Voltage Engineering， 2020， 46（10）： 3541.

［3］ 李忠文， 吳龍， 程志平， 等. 參與微電網(wǎng)頻率調(diào)節(jié)的光伏發(fā)電系統(tǒng)模糊自適應(yīng)功率控制［J］. 電機與控制學(xué)報， 2023， 27（9）： 126.

LI Zhongwen， WU Long， CHENG Zhiping， et al. Fuzzy adaptive power control for photovoltaic power generation participating in frequency regulation of microgrid［J］. Electric Machines and Control， 2023， 27（9）： 126.

［4］ WANG L， LAM C S， WONG M C. Hybrid structure of static var compensator and hybrid active power filter （SVC//HAPF） for medium-voltage heavy loads compensation［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2017， 65（6）： 4432.

［5］ 紀斌， 王立永. 基于模塊化多電平換流器的無功補償控制策略研究［J］. 電力電容器與無功補償， 2020， 41（5）： 46.

JI Bin， WANG Liyong. Research on reactive power compensation control strategy based on modular multilevel converter［J］. Power Capacitor amp; Reactive Power Compensation， 2020， 41（5）： 46.

［6］ 廖志凌， 張豪， 陳兆嶺. 共地型五電平單相非隔離光伏并網(wǎng)逆變器［J］. 中國電機工程學(xué)報， 2021， 41（14）： 4984.

LIAO Zhiling， ZHANG Hao， CHEN Zhaoling. Common-ground-type five-level single-phase transformerless PV grid-connected inverters［J］. Proceedings of the CSEE， 2021， 41（14）： 4984.

［7］ KHOSHKBAR-SADIGH A， DARGAHI V， KHORASANI R R， et al. Simple active capacitor voltage balancing method without cost function optimization for seven-level full-bridge flying-capacitor-multicell inverters［J］. IEEE Transactions on Industry Applications， 2021， 57（2）： 1629.

［8］ 葛興來， 林春旭， 鄧清麗. NPC型八開關(guān)三相逆變器輸出電流不平衡的調(diào)制補償算法［J］. 電機與控制學(xué)報， 2022， 26（4）： 28.

GE Xinglai， LIN Chunxu， DENG Qingli. Output current unbalance compensation strategy for NPC eight switch three-phase inverters［J］. Electric Machines and Control， 2022， 26（4）： 28.

［9］ 葉滿園， 陳子豪， 彭瑞凡， 等. 一種不對稱級聯(lián)H橋多電平逆變器通用的線性功率均衡方案［J］. 電機與控制學(xué)報， 2023， 27（12）： 182.

YE Manyuan， CHEN Zihao， PENG Ruifan， et al. One general linear power equalization scheme for asymmetric cascaded H-bridge multilevel inverters［J］. Electric Machines and Control， 2023，27（12）：182.

［10］ 蘇利捷， 常恒宙， 楊廣德， 等. 混合級聯(lián)逆變器的混合頻率載波調(diào)制技術(shù)［J］. 高電壓技術(shù)， 2017， 43（1）： 30.

SU Lijie， CHANG Hengzhou， YANG Guangde， et al. Hybrid frequency carrier modulation technique for hybrid inverter［J］. High Voltage Engineering， 2017， 43（1）： 30.

［11］ YE M， SONG G， REN W， et al. Research on current backflow of asymmetric CHB multi-level inverter［J］. Electronics， 2020， 9（2）： 214.

［12］ 舒澤亮， 馬偉天， 柳明， 等. 中點鉗位型H橋級聯(lián)單相變換器均壓SVPWM最優(yōu)工作點轉(zhuǎn)移路徑研究［J］. 中國電機工程學(xué)報， 2016， 36（13）： 3565.

SHU Zeliang， MA Weitian， LIU Ming， et al. An optimal SVPWM transition path for voltage equalization in NPC cascade H-bridge single-phase inverters［J］. Proceedings of the CSEE， 2016， 36（13）： 3565.

［13］ SIDDIQUE M D， MEKHILEF S， PADMANABAN S， et al. Single-phase step-up switched-capacitor-based multilevel inverter topology with SHEPWM［J］. IEEE Transactions on Industry Applications， 2020， 57（3）： 3107.

［14］ ATKAR D， UDAKHE P S， CHIRIKI S， et al. Control of seven level cascaded H-bridge inverter by hybrid SPWM technique［C］//2016 IEEE international conference on power electronics， drives and energy systems （PEDES）， December 14-17， 2016， Trivandrum， India. 2016： 1.

［15］ HU W， GUO J， LIU J， et al. Hybrid phase-shifted modulation method for hybrid cascaded H-bridge inverters［J］. Journal of Power Electronics， 2021， 21： 1556.

［16］ 葉滿園， 康力璇， 潘濤. 混合H橋級聯(lián)多電平逆變器改進PD調(diào)制策略［J］. 電機與控制學(xué)報， 2020， 24（3）： 71.

YE Manyuan， KANG Lixuan， PAN Tao. Modified PD modulation strategy for hybrid cascaded multilevel inverters［J］. Electric Machines and Control， 2020， 24（3）： 71.

［17］ YE M， REN W， WEI Q， et al. Research on modified hybrid frequency modulation technology of type-Ⅲ asymmetric CHB multilevel inverters［J］. Electronics， 2020， 9（2）： 263.

［18］ 胡文華， 劉劍鋒. 一類新型的混合H橋級聯(lián)逆變器構(gòu)成方案［J］.中國電機工程學(xué)報， 2019， 39（20）：6044.

HU Wenhua， LIU Jianfeng. A new scheme of hybrid H-bridge cascaded inverter［J］. Proceedings of the CSEE， 2019， 39（20）： 6044.

［19］ 葉滿園， 童子威， 陳子豪， 等. 改進的新型Ⅱ型不對稱CHB逆變器調(diào)制策略［J］. 高電壓技術(shù)， 2021， 47（6）： 2186.

YE Manyuan， TONG Ziwei， CHEN Zihao， et al. Modified new modulation strategy of typeⅡasymmetric hybrid CHB inverter［J］. High Voltage Engineering， 2021， 47（6）： 2186.

［20］ 葉滿園， 肖云煌， 康翔， 等. 混合H橋級聯(lián)多電平逆變器功率均衡控制方法［J］. 電機與控制學(xué)報， 2018， 22（12）： 54.

YE Manyuan， XIAO Yunhuang， KANG Xiang， et al. Power balance control scheme of cascaded multilevel inverters with hybrid H-bridge units［J］. Electric Machines and Control， 2018， 22（12）： 54.

［21］ 陳仲， 許亞明， 劉亞云， 等. 不對稱兩單元H橋級聯(lián)逆變器的混合載波PWM方法［J］. 中國電機工程學(xué)報， 2016 ，36（20）： 5584.

CHEN Zhong， XU Yaming， LIU Yayun， et al. A PWM method based on the hybrid carriers for an asymmetric inverter with two cascaded H-bridge cells［J］. Proceedings of the CSEE， 2016 ，36（20）： 5584.

（編輯：劉琳琳）

收稿日期： 2022-10-24

基金項目：國家自然科學(xué)基金（52367020）

作者簡介：胡文華（1972—），男，博士，教授，研究方向為電力電子與電力傳動；

陳卓凡（2000—），男，碩士，研究方向為電力電子與電力傳動；

文森林（1999—），男，碩士，研究方向為電力電子與電力傳動；

彭修綱（1997—），男，碩士，研究方向為電力電子與電力傳動。

通信作者：陳卓凡