感應耦合電能傳輸系統動態解諧傳輸功率控制

楊民生， 王耀南

(1．湖南文理學院電氣與信息工程學院，湖南常德 415000;2．湖南大學電氣與信息工程學院，湖南長沙 410082)

0 引言

感應耦合電能傳輸 (inductively coupled power transfer，ICPT)系統從原邊電源經由一定長度的空氣間隙向單一負載或者多個負載傳輸電能，其電源供應端與用電負載間不存在直接物理接觸。與傳統的以導線連接的電能傳輸方式相比較，非接觸感應耦合電能傳輸技術具有很多獨特的優點，如免維護或少維護，無接觸火花，防塵防水等，在電動汽車的非接觸充電［1］，廠礦的原料運輸，移動或旋轉機器操作手的非接觸供電，電動交通運輸設備的非接觸供電，及人體內植的醫療電子裝置的非接觸供電等領域具有獨特的技術優勢及廣闊的應用前景［2］。

近年來，相關學者們對ICPT技術展開了廣泛的研究［3－5］。如何高效地控制系統向負載的傳輸功率，作為感應耦合電能傳輸系統的一個關鍵技術問題，對于ICPT系統的實際應用及推廣具有關鍵決定作用。當前已經提出了幾種不同的方法對ICPT系統的傳輸功率進行控制［6－8］，其一即為在ICPT系統的一次側進行傳輸功率的控制［6］，通過無線通訊在系統一次側實現功率控制的方法增加了系統控制復雜性及系統成本，并且不適合用于多負載ICPT系統。另外一種普遍采用的傳輸功率控制方法是二次側短路解諧控制方法［7－8］，即在二次側功率拾取電路中增加一個開關模式控制器，開關模式控制器的短路控制方式的主要優點在于控制電路結構簡單，控制規則直觀，能實現多負載的解耦控制。然而在該控制模式下，功率開關管在導通與關斷時不能實現軟開關，因此產生了較大的開關與導通功率損耗，大大地降低了系統的傳輸效率，在輕載狀態下尤其突出。Jr－Uei William Hsu等人提出了一種在副邊采用磁控放大器的新型功率控制方法［8］，在負載變動的情況下能夠得到相對穩定的輸出電壓，從而保障系統的最大功率傳輸能力，其輸出電流的具有連續性，諧波成分少。利用磁控放大器來進行功率傳輸控制的缺點在于，磁控放大器必須采用三柱式鐵磁磁心［9］，增大了系統功率拾取側的器件體積，增加了系統成本，在磁心中產生了渦流損耗及雜散損耗，因此采用磁控放大器的傳輸功率控制方法只適合用于小功率ICPT系統中。針對移動傳感器等小功率用電設備，Aiguo Patrick Hu等人提出了一種改進的傳輸功率控制方法［10］，采用動態調諧與開關模式控制器相結合的方式，有效地降低了開關模式控制器中短路開關管的開通時間，改善了系統的功率傳輸效率，但對系統的控制方式，工作范圍及運行參數等欠缺深入的研究。

針對大中功率ICPT系統，如電動汽車的無接觸式充電等，本文提出了一種動態解諧控制方法。在ICPT系統負載側并聯聯接相控電抗器，通過動態切換功率開關來控制相控電抗器中的解諧電流，改變其等效電感，從而在負載側獲得恒定的輸出電壓。系統具有功率傳輸性能穩定，功率開關管零電流軟開關切換，電能傳輸效率高等優點。

1 動態諧振電路基本結構及原理

ICPT系統電能拾取側動態解諧電路基本結構如圖1所示，圖中Ls為二次側拾取線圈的電感，Voc代表二次側線圈與一次側線圈之間耦合感應產生的開路電壓，Cs為并聯聯接的二次側諧振電容。相控電抗器Lt由功率開關管S1與S2進行動態切換控制，通過控制流經Lt的電流大小來對拾取電路進行動態諧振/解諧，與功率開關管進行串聯的電力二極管主要功能是為了防止解諧電流通過功率開關管內置的反并聯二極管逆向流動。在經過高頻整流之后，通過由電感Lo、電容Co所構成的濾波電路向負載R輸出電壓Uo，輸出電感Lo還能增強輸出電流的連續性，并對輸出電流進行平波［11］。在維持ICPT系統一次側原邊電流恒定的情況下，令M代表原邊與副邊線圈之間的互感，則有

式中ω表示ICPT系統的運行頻率。

圖1 ICPT系統動態解諧電路基本結構圖Fig．1 Schematic of dynamically detuned pickup of ICPT system

在圖1中，相控電抗器Lt由功率開關管S1與S2進行動態切換控制，S1與S2分別在它們的正負半周以某個導通延遲角α開通，如圖2所示，其中α從二次側諧振電容Cs兩端諧振電壓的正負峰值點從零開始計算。圖2(a)顯示了相控電抗器Lt兩端的電壓及電流波形，圖2(b)表示了相控電抗器Lt的控制功率管S1和S2的觸發脈沖波形。由圖2可以看出，在電感電流正半周，功率開關管S1導通，正向電壓施加在相控電抗器Lt兩端，電抗器中的電流從零開始緩慢增加，之后電壓反向，電流逐步降低到零，隨后功率開關管S1關斷，在電感電流負半周，功率開關管S2導通，電感Lt兩端的電壓及電流變化趨勢與正半周類似，只是方向反向。由圖(2)可知，在電感電流正半周期，相控電抗器Lt的導通延遲角α可控區間位于(0，π/2)，而在負半周期，α的變化區間位于(π，3π/2)。當控制相控電抗器Lt以最小導通延遲角進行導通時，將在Lt中產生連續電流，當相控電抗器Lt以最大延遲角工作時，則流經Lt電流為零，其等效電感為無窮大。對相控電抗器Lt中的電流進行基波分量等效分析，則從圖2(a)可知，電流ILt由兩個連續的波段所組成，第一波段從α到π－α，第二波段從 π+α到2π－α。因此，按圖2所示的控制規則進行動態切換的相控電抗器Lt，其等效電感Lv可以表示為［12］由式(2)可以看出，當相控電抗器Lt與其等效電感Lv之間存在單調對應關系，當相控電抗器的導通延遲角由零開始增加時，等效電感量單調遞增，延遲角α與等效電感Lv之間的數值關系示于圖3，由圖可知，當延遲角α為零時，即相控電抗器完全導通時，等效電感Lv取得最小值Lt，當延遲角α接近最大值π/2時，相控電抗器等效電感Lv趨向無窮大，此時流經電感的電流為零。結合式(2)與圖3可知，當相控電抗器的導通延遲角從零開始增加到π/2時，其等效電感值先是緩慢增加，然后快速增加。

圖2 相控電抗器門控信號及電壓電流波形圖Fig．2 Gate signal and waveform of current and voltage

圖3 電抗器Lt等效電感與相控延遲角的關系Fig．3 Equivalent inductance of Ltversus delay angle α

2 傳輸功率動態解諧控制

2.1 解諧控制電路等效分析

按式(2)、圖1所示的電路可以簡化為圖4所示電路，其中Lv代表相控電抗器Lt在動態切換下的等效電感，Rac表示與負載電阻R等效的交流電阻。在拾取側并聯諧振的情況下有［13］

圖4 動態解諧簡化等效電路Fig．4 Simplified equivalent circuit of dynamically detuned ICPT pickup

經過諾頓電路等效變換，圖4所示電路可以轉變為圖5所示的等效電路，其中Isc表示拾取電路的短路電流，有

如圖5所示，通過合理設計拾取側的諧振電容，使得Cs與拾取線圈電感Ls完全諧振，即令

則由圖5可知，流經電容Cs的電流與流經電感Ls的電流大小相同方向相反而相互抵消，因而可以得到電流關系為

圖5 電能拾取側諾頓等效電路Fig．5 Norton equivalent circuit of power pickup

由式(6)可知，當負載電阻變化而導致輸出電流變化時，令輸出交流等效電壓為Uac，有

則有

由式(8)知，拾取負載側的電流關系可以用圖6表示出來，設系統的運行頻率恒定，系統的原邊電流及負載側與一次側線圈的互感保持穩定，則可獲得恒定的短路電流。在負載電阻變化情況下，要控制負載側輸出電壓保持穩定，需要控制輸出電流Iac大小，即需要對相控電抗器Lt需要進行動態切換以便保持輸出電壓穩定，令Isc、Iac與ILv分別代表與的有效值，則有

式中Uac為輸出到負載兩端的交流電壓。由圖6知

由式(10)和式(11)可知，當θ從0開始增加到π/2時，輸出電流Iac從Isc降低到0，而流經Lt的電流IL則從0增加到Isc。

結合式(9)～式(11)，可以得到

圖6 電能拾取負載的電流關系Fig．6 Current relation of the power pickup

定義系數k為負載側的電壓增益系數，代表ICPT系統所需要的負載輸出電壓與拾取線圈開路電壓之間的增益比，即有

在ICPT系統實際運行中，通常需要保持輸出電壓恒定，即k值恒定。由式(13)～式(14)可得

式中Qs表示功率拾取側的質量因子［14］，有

考慮到Qs≥0，因此由式(15)可得出

式中，在空載情況下，即Rac=+∞時取等號，此時θ=90°，即電能拾取側短路電流全部從相控電抗器Lt流過，因此有相控電感Lt的延遲角α=0°，結合以上分析，可得出

將式(11)、式(12)及式(4)代入到式(9)可得

從式(20)可以看出，當負載電阻變化時，要保持輸出電壓Uac恒定，則只需要相應地改變相控電抗器Lt的等效電感Lv，即改變相控電抗器Lt的動態切換延遲角α。

結合式(2)、式(13)、式(15)與式(19)、式(20)可知，在耦合系數及原邊電流穩定條件下，要在負載側獲得穩定的輸出電壓，在負載電阻阻值與相控電抗器的切換延遲角之間存在一一對應關系，如圖7所示。

圖7 穩定輸出電壓下導通延遲角與負載電阻之間的關系Fig．7 Relation betweenα and Racunder constant output voltage

此時，系統的輸出電壓可表示為

因此系統向負載輸出的功率Po可表示為

由式(21)可得出，對ICPT系統進行動態解諧功率控制時，負載側可獲得的最大輸出功率

當 θ=0°，即 α =90°，Lv=+∞ 時，負載獲得最大傳輸功率，此時短路電流全部從負載電阻中流過。由式(23)知，采用動態諧振/解諧傳輸功率控制方法有效地保證了系統的最大傳輸功率能力［15］。

2.2 動態解諧控制方法

結合式(2)、式(15)及式(19)可得，在穩態條件下，要保持輸出電壓恒定，則對于任一符合式(16)條件的負載電阻，存在唯一的一個導通延遲角與之對應，如圖7所示。圖8給出了負載側輸出電壓與負載電阻及相控電抗器Lt的導通延遲角之間的關系，由圖8可知，對于任一符合式(16)條件的負載電阻，在負載側的輸出電壓與導通延遲角之間存在著單調上升的對應關系，即輸出電壓隨著導通延遲角的增大而增加。因此，當系統的負載發生變化而導致輸出電壓偏離參考電壓時，可以通過動態調節相控電抗器的導通延遲角，來控制輸出電壓穩定于參考電壓。

圖8 輸出電壓與負載電阻及導通延遲角之間關系Fig．8 Relation between output voltage，load resistance and induction delay angle

圖9對相控電抗器Lt的功率開關管驅動信號產生原理進行了簡要示意。圖9(a)所示為諧振電抗器兩端的電壓波形VCs及流經電抗器的電流ILt，ICs表示拾取側并聯諧振電容電流。如圖9(b)所示，動態諧振電抗器正、反向功率開關管的可控導通區間分別為［0，π/2］，［π，3π/2］，圖中分別用T1，T3表示，而正反向功率開關管S1、S2的常開導通區間為［π/2，π］，［3π/2，2π］，圖中分別用T2，T4表示，在該時間段內，正反向開關管的驅動信號保持有效驅動電平，以獲得功率開關管的零電流關斷條件。由前述分析可知，在負載變化時，需要在T1、T3時間段范圍內對可控電抗器Lt進行解諧控制，改變其導通時間來穩定輸出電壓。如圖9(c)所示，以T1提前90°產生周期性鋸齒波，利用控制器的輸出信號與該鋸齒波的比較結果來控制功率開關管S1與S2的導通時刻。

考慮到動態解諧控制電路的非線性，本文采用模糊控制來控制可控電抗器的導通延遲角，控制框圖如圖10所示。Uo表示負載側輸出電壓，Ur表示系統給定參考電壓，利用模糊控制器輸出控制相控電抗器的導通時刻，從而獲得開通延遲角的可控導通區間，該區間分別與T2及T4合并之后構成功率開關管門控驅動信號Gs1和Gs2。

圖9 功率管驅動信號產生原理圖Fig．9 Schematic diagram of driving signal for Lt

圖10 模糊控制動態解諧框圖Fig．10 Fuzzy logic control block diagram for power pickup

3 仿真分析

根據上述分析，本文設計了ICPT的系統電路參數，構建了模糊控制器對功率開關管進行動態控制。為驗證所提控制方法對ICPT系統負載側輸出電壓控制的有效性，利用Matlab/SIMULINK仿真軟件對系統的額定負載穩態工作情況及變負載工作情況進行了計算機仿真分析。

系統電路參數如下:運行頻率25 kHz;一次側導軌電流60 A;輸出參考電壓300 V;額定負載6.91 Ω;互感11.48 μH;拾取線圈電感24.35 μH;副邊諧振電容1.66 μF;相控電抗器電感48.74 μH;系統負載側的電路結構如圖1所示，分別針對系統額定負載的穩態性能及變負載情況下系統的控制性能進行了仿真分析。

圖11所示為系統額定負載下ICPT系統負載側動態解諧控制輸出波形圖，其中圖11(a)是相控電抗器Lt兩端的電壓波形，圖11(b)是流經Lt的電流波形圖，圖11(c)為負載端輸出電壓有效值。由圖11可知，在穩態情況下，通過對相控電抗器功率開關管的觸發信號進行控制，ICPT動態解諧控制方法能在保持相控電抗器零電流關斷的條件下保持輸出電壓的恒定。

圖11 恒定負載動態解諧控制效果圖Fig．11 Simulation results of dynamically detunning control on invariable loads

圖12為所示為變負載情況下ICPT系統動態解諧控制效果圖，其中圖12(a)為Lt兩端電壓波形圖，圖12(b)為流經相控電抗器Lt的電流波形圖，圖12(c)為負載端電壓有效值波形圖。在圖12中，在t=0.3 ms處，負載減小約10%(負載電阻由6.91 Ω增大到7.72 Ω)，由圖12(b)可知，在控制器作用下，動態諧振電感Lt的導通延遲角減小，流經Lt的電流增加，而負載輸出端電壓在經過短暫波動后穩定在額定電壓。

圖12 變負載情況動態解諧控制效果圖Fig．12 Simulation results of dynamically detunning control on variable loads

綜合圖11與圖12可知，在恒定負載及變負載條件下，動態解諧控制方法能有效地控制相控電抗器的導通延遲角，保持輸出電壓穩定，從而控制向負載的傳輸功率。在負載變化情況下，通過動態解諧控制器通過改變相控電抗器Lt的導通延遲角來改變流經Lt的電流大小來穩定輸出電壓，驗證了本文的理論分析。

4 結語

本文利用相控電抗器的正弦基波等效電路導出了等效電感量，提出了利用動態切換的相控電抗器用于控制ICPT系統負載側的輸出電壓，從而控制系統向負載的傳輸功率的動態解諧傳輸功率控制方法。對ICPT負載側的等效電路進行了分析，得出了相控電抗器電感量取值與負載側電壓增益的約束關系。在ICPT系統的原邊參數及系統耦合系數恒定的條件下討論了相控電抗器等效電感量對負載側輸出電壓的影響，在輸出電壓保持恒定的條件下，導出了負載電阻與相控電抗器導通延遲角的一一對應關系。對負載側等效電路分析可知，采用可控電抗器對傳輸功率進行動態諧振及解諧控制，通過改變相控電抗器的導通延遲角及導通電流值，可以在不同的負載條件下保持輸出電壓的恒定，同時保證了ICPT系統的最大功率傳輸性能。相控電抗器滿足了零電流關斷條件，提高了動態解諧控制方法的電能傳輸效率。采用上述方法設計了ICPT系統參數并進行了Matlab/SIMULINK仿真，恒定負載及變負載仿真結果驗證了本文的理論分析。本文的分析結果對于ICPT系統的優化設計、輸出電壓及傳輸功率的控制具有重要的理論指導意義和參考價值。

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