四電平浮動交錯BoostDC/DC變換器研究

摘 要：提出一種高升壓比浮動交錯四電平DC/DC變換器（Four-level Floating-output Interleaved-input Boost DC/DC Converter，FL-FIBC）.該變換器不僅可以實現高升壓比，顯著減小變換器輸入電流紋波，而且開關管承受的電壓應力僅為輸入電壓和輸出電壓之和的1/6，對其拓撲結構及其工作原理進行分析研究，針對非交錯導通方式下輸出電壓紋波大的特點，提出交錯導通方式.通過在MATLAB仿真中搭建仿真，驗證了所設計控制器的有效性.

關鍵詞：DC/DC變換器；交錯調制；浮動交錯四電平DC/DC變換器；PI控制；仿真分析

中圖分類號：TM46文獻標志碼：A

在我國聚焦“碳達峰、碳中和”的大背景下，以氫氣為能源的燃料電池汽車（Fuel Cell Vehicles，FCV）成為新能源汽車的主要發展方向之一［1-3］.然而，燃料電池單個電池電壓較低，不足以直接驅動電機.DC/DC變換器作為燃料電池與逆變器的接口，其性能的優劣對燃料電池汽車的高效運行起著至關重要的作用.目前阻礙燃料電池汽車發展的主要原因之一便是缺乏高增益的直流變換器［4-5］.為了獲得高增益的變換器拓撲，目前主要采用的方法有三種，分別為級聯型（由多個模塊構成，具有易于實現的優點，缺點是變換器的效率不易提高）［6-11］、開關電容型［12-15］、耦合電感型［16-17］.開關電容型和耦合電感型需要的儲能元件多，且開關管的通斷會產生較大的電壓電流尖峰.

三電平Boost變換器DC/DC變換器，其開關管的電壓應力較高，且增益為1/（1-D），其中D為占空比.為了減小開關管的電壓應力，文獻［18］提出了輸入串聯輸出串聯（Input-series Output-series，ISOS）四電平DC/DC變換器，是在三電平Boost拓撲結構的基礎上添加少量的器件構成，輸入輸出共地，使得開關管的電壓應力減小.但是，ISOS四電平Boost變換器的電壓增益與兩電平Boost變換器相同.為此，需要尋找新的拓撲，來實現高增益和低開關管電壓應力的電路拓撲.文獻［19］提出懸浮交錯Boost變換器方案，其具有高升壓比特性，但該變換器開關管承受的電壓應力較大.

為此，針對四電平DC/DC變換器升壓比低及開關管電壓應力高的問題，提出了四電平懸浮交錯Boost DC/DC變換器（Four-level Floating-output Interleaved-input Boost DC/DC Converter，FL-FIBC），并對其拓撲結構及其工作原理進行分析研究.

1 FL-FIBC拓撲特性分析

FL-FIBC拓撲結構如圖1所示.變換器由兩個模塊構成，其子模塊為四電平Boost DC/DC變換器，模塊間懸浮交錯連接，每個模塊工作原理相同.其中，Q1～Q6為開關管狀態，L1，L2為升壓電感，Vin為輸入電源電壓，D1～D6為二極管，Cf1，Cf2，C1，C3為飛跨電容，C2，C4為后級輸出側電容，C0為直流母線側電容，R為負載，Vout為直流母線側電壓.

由圖1可得FL-FIBC變換器的輸入輸出關系為，輸出電壓為兩模塊電容電壓的和減去輸入電壓，即

Vout=VC2+VC4-Vin，（1）

式中，VC2，VC4分別為上下模塊的后級輸出電容電壓.

假設變換器工作在理想情況下，對稱點的器件參數相等.由伏秒平衡原理得出變換器的電壓增益，也即電感L1在一個周期內充放電電荷相等，可得出FL-FIBC輸入輸出電壓關系：VC4=VC2=Vin（1-D），

VC3=VC1=2Vin3（1-D），

VCf2=VCf1=Vin3（1-D）.（2）

將（2）式代入（1）式可得電壓增益Vout=1+D1-DVin，

故輸入電流Iin和輸出電流Iout的關系Iout=1-D1+DIin.

故此，對比FL-FIBC的優點，如表1所示.FL-FIBC相對于四電平Boost變換器而言，開關管的電壓應力、電流應力和增益三方面均有較大提高.另外，FL-FIBC和TL-FIBC的電壓增益相等，但FL-FIBC的開關管電壓應力得到較低.由以上分析知，FL-FIBC具有高增益特性；開關管電壓應力為輸入電壓和輸出電壓和的1/6且輸入輸出電壓紋波小；結構簡單，輸入輸出不共地；變換器的各部分電壓電流紋波相對較小.

2 FL-FIBC工作原理分析

定義開關管導通為1，關斷為0.開關管Q1，Q2，Q3的導通時間為占空比D.由Boost四電平變換器的工作特性可知，其工作模式可以根據開關管Q1，Q2，Q3占空比的大小分為3種開關模式，根據開關管的導通個數分為3個模態，分別為0＜D1+D2+D3＜1，1＜D1+D2+D3＜2，2＜D1+D2+D3＜3.接下來以子模塊為例來分析TL-FIBC的工作原理.

Boost四電平變換器的工作方式下的電壓電流波形如圖2所示，其中包括Q1，Q2，Q3的驅動波形，電感電流iL1的波形和AB兩點的電壓波形.

根據圖2對子模塊的工作原理進行分析，以變換器工作在0＜D＜1/3的工作模態為例（其他兩種的分析過程相同）.在這種情況下，只有四種開關狀態，并且一個周期內的切換順序分別為100，000，010，000，001，000，根據圖2和圖3（a）所示簡述其工作過程.

階段1［t0，t1），等效電路如圖3（d）所示：開關管Q1閉合，開關管Q2，Q3斷開.Vin和Cf1共同給L1和C2充電， iL1線性增大，Q1，Q2，Q3電壓應力為VC1/2.

階段2，4，6［t1，t2），［t3，t4），［t5，t6）工作原理相同，等效電路如圖3（a）所示：開關管Q1，Q2，Q3都斷開.Vin和L1同時給C2充電，Cf1，C1斷開，iL1線性減小，開關管Q1，Q2，Q3的電壓應力為VC1/2.

階段3［t2，t3），等效電路如圖3（c）所示：開關管Q1，Q3都斷開，開關管Q2閉合.Vin，VC1給L1，Cf1和C2充電，iL1線性增大，開關管Q1，Q2，Q3的電壓應力為VC1/2.

階段5［t4，t5），等效電路如圖3（b）所示：開關管Q1，Q2斷開，開關管Q3閉合.Vin給飛跨電容C1和電感L1充電，iL1線性增大，開關管Q1，Q2，Q3的電壓應力為VC1/2.

3 調制策略

FL-FIBC中的同一模塊內的開關管的驅動信號是移相120°，上下模塊開關管的導通相位不同導致電容電感充放電順序不同，采用相位交錯導通方式可以降低電壓電流紋波.以此根據開關管的相位關系，將電路分為非交錯調制方式與交錯調制90°導通方式，具體調制方式為非交錯調制，上下模塊對稱點的開關管同時導通;交錯調制，上下模塊對稱點的開關管交錯90°導通.交錯調制方式為模塊對稱點的開關管導通相位相等，工作波形如圖4所示.非交錯模式和單個四電平Boost變換器的工作波形相同，如圖2所示，在這里不再贅述.

圖4中Q1～Q6表示FL-FIBC開關管驅動信號，iL1，iL2表示升壓電感電流，i表示兩個電感電流疊加后的電流波形.采用交錯連接方式時，上下兩個模塊的開關管的驅動信號交錯90°，使得燃料電池的輸出電流由兩個電感電流波形疊加而成，iin與iout之和等于iL1與iL2之和，疊加后其輸出電流紋波減小.

4 電路仿真與分析

為了驗證本文所設計的交錯調制方式的有效性，在MATLAB/Simulink中搭建仿真模型.設計輸入電壓Vin=100 V，輸出電壓Vout=700 V，根據系統要求，設計電容電壓紋波系數為1%、電感電流紋波系數為10%，開關頻率fs為50 kHz.各參數選型如表2所示.

4.1 參數計算

1）開關管參數設計：由FL-FIBC的設定參數，Vin=100 V，Vout=700 V，功率為1 kW，則兩電感電流IL1=IL2=（Iin+Iout）/2=5.71 A，式中，Iin，Iout分別為變換器的輸入和輸出電流.因此，選擇開關管的型號為IRPF460型號的MOSFET作為電路的開關管.其漏源電壓為500 V，通態電流為20 A，滿足實驗要求.

2）電感參數設計：由上式及表4可知，電流紋波系數δ=0.1，根據δ=ΔIL1/（2IL1），得，ΔIL1=2IL1δ=1.142 A.電感L1=（VC1-Vin）（1-D）ΔIL1fs 0＜D＜13，

（VC1-Vin）（23-D）ΔIL1fs 13D＜23，

（VC1-Vin）DΔIL1fs 23D＜1，

且Vout=700 V和Vin=100 V，得占空比為D=0.75，選取L1=L2=0.66 mH.

3）直流母線側電容參數設計：Co可以根據變換器的Vout電壓紋波來求.其中Iout=P/Vout≈1.43 A，則ΔVout=Iout（1-D）CoTs.根據表3中參數可計算出其紋波ΔVout約為7 V，根據上式，最終選取C0=47 μF.

4）前級飛跨電容參數設計：根據FL-FIBC上模塊的工作原理得，可由Cf1在一個開關周期內的充電時間TCf1求得前級飛跨電容電壓參數.TCf1=（1-D）Ts，1＜D＜13，

（23-D）Ts，13D＜23，

DTs，23D＜1.

設ICf1=IL1，可得ΔVCf1=ICf1TCf1Cf1，取ΔVCf1=1%Vin+Vout6=1.33 V，其中，ΔVCf1為前級飛跨電容電壓的紋波值.可得前后級飛跨電容電壓Cf2=Cf1=47 μF.

5）后級飛跨電容設計：C1及C3的充電時間為（1-D）Ts，且C1的電流等于電感電流，根據它們的脈動值求得彼此的電容值.其脈動值ΔVC1=IL1TC1C1=1%×Vin+Vout3=2.67 V，C1＝IC1TC1ΔVC1，求得后級飛跨電容電壓C3=C1=100 μF.

6）后級電容參數設計：其脈動值ΔVC2=IL1TC2C2=1%×Vin+Vout3=4 V，C2＝IC2TC2ΔVC2，求得后級飛跨電容電壓C4=C2=150 μF.

4.2 不同調制方式下對比分析

1）穩態波形.圖5（a）為兩個升壓電感電流疊加后波形，其中實線與虛線分別為非交錯調制及交錯調制方式下的電感電流波形.當采用交錯調制方式時，電感電流紋波降低；圖5（b）為輸出電壓波形，非交錯調制方式下，Vout紋波電壓約為4 V；在交錯調制方式下，Vout紋波電壓約為2 V.當電路工作在交錯調制方式下，輸出電壓紋波得到了改善.

2）擾動仿真.圖6為當系統趨于穩定時，在0.1 s時輸出側并聯200 Ω電阻后的各個電壓波形.由圖可以看出，0.1 s前變換器穩定運行，輸出電壓穩定在700 V，當負載發生突變時，出現經過短暫波動后，恢復至原參考值電壓.通過觀察波形可以看出，在負載擾動下，各個電容電壓及輸出電壓依然穩定，驗證該電路具有良好的抗擾能和動態特性.

3）跟隨行分析.在0.1 s將參考值由700 V變化為400 V，各個電容電壓及輸出電壓的波形如圖7所示.在0.1 s前，輸出電壓穩定在700 V，當參考值發生變化時，輸出電壓迅速調整至400 V，且前級飛跨電容電壓、后級飛跨電容電壓、后級電容電壓分別為83.3 V，166.6 V，250 V.

5 結 論

本文提出了一種高增益DC/DC變換器，并對電路拓撲結構、工作特性進行研究.提出了FL-FIBC高增益變換器和交錯調制方式.采用交錯調制方式電路具有良好的穩定性、抗擾性和跟隨性，并且能夠有效降低輸出電壓紋波.通過仿真，驗證了理論推導的正確性與控制策略的有效性，證明了系統具有良好的動靜態特性及穩定性.

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Research on four level floating interleaved boost DC/DC converter

Zheng Zheng， An Jiangwei

（School of Electrical Engineering and Automation， Henan Polytechnic University， Jiaozuo 454000， China）

Abstract： A four level floating output interleaved input boost DC/DC converter（FL-FIBC）with high voltage rise ratio is proposed. The converter can not only achieve high voltage rise ratio and significantly reduce the input current ripple of the converter， but also the voltage stress borne by the switch is only one sixth of the sum of input voltage and output voltage. Its topology and working principle are analyzed and studied. According to the characteristics of large output voltage ripple under non staggered conduction mode， the staggered conduction mode is proposed. Through the simulation in MATLAB， the effectiveness of the designed controller is verified.

Keywords： DC/DC converter; interleaved modulation; FL-FIBC; PI control; simulation analysis

［責任編校 楊浦 劉洋］

收稿日期：2022-01-05;修回日期：2022-11-21.

基金項目：國家自然科學基金（61703144）；河南省科技攻關項目（202102210294）；河南省高等學校重點科研項目（20A470005）.

作者簡介：鄭征（1965-），女，河南南陽人，河南理工大學教授，博士，主要從事可再生新能源功率變換與并網技術、大功率電力電子與電力系統控制方面的教學和研究工作，E-mail：zhengzh@hpu.edu.cn.

通信作者：安江偉（1992-），男，河南商丘人，河南理工大學碩士研究生，主要從事電力電子變換器建模與控制方面的研究，E-mail：1724758055@qq.com.