混合級聯多電平逆變器的改進混合調制技術

葉滿園，李宋（華東交通大學電氣與電子工程學院，江西南昌 330013）

混合級聯多電平逆變器的改進混合調制技術

葉滿園，李宋
（華東交通大學電氣與電子工程學院，江西南昌 330013）

∶針對于Ⅲ型混合級聯型多電平逆變器調制中，逆變器輸出的相電壓及線電壓包含低頻次諧波，以及大調制度下出現的超調問題，提出了一種改進的混合調制策略。該策略通過調制波和一對三角載對高壓單元進行調制，得到高壓單元輸出的PWM波，再利用調制波與高壓單元輸出的PWM波的差值作為低壓單元的調制波對低壓單元進行調制，得到低壓單元輸出的PWM波。仿真與實驗結果表明該策略能夠消除Ⅲ逆變器輸出相電壓及線電壓中的5次和7次低頻諧波和超調現象，逆變器輸出的相電壓和線電壓的總諧波失真（totalharmonicelimination，THD）分別為14.53％ 和12.47％，頻譜含量主要分布在2mf兩側。

∶混合級聯多電平逆變器；混合調制；超調；總諧波失真；頻譜分析

0 引言

隨著電力電子技術的飛速發展，高壓大容量多電平逆變器得到了日益廣泛的應用。目前多電平逆變器拓撲主要包括二極管鉗位［1-2］、H橋級聯（cascadedH-bridge，CHB）［3-4］和飛跨電容鉗位［5-6］三種。對于傳統CHB逆變器來說，當要求輸出多電平電壓波形時，就需要級聯多個H橋單元。為此，印度學者Manjrekar在文獻［7］提出了混合級聯多電平逆變器拓撲，該拓撲能以更少的級聯單元實現更多電平的輸出，目前，混合多電平逆變器拓撲有對稱型和不對稱型兩種。對稱型拓撲主要有II型和III型混合CHB逆變器兩種［8］。

文獻［9］提出了一種直流電源電壓分別為E，2E，6E，…的混合CHB多電平逆變器，作者將這種拓撲稱為擬線性多電平逆變器。當直流源電壓比為1∶2∶6時，輸出的電平數為19種，并可實現連續PWM調制。文獻［10］給出了一種直流源之比為1∶2∶7的逆變器拓撲，該拓撲輸出電平數可達到21種，但是該拓撲只能實現部分PWM調制。文獻［11］還給出了一種直流源電壓比為E，3E，9E，…，3nE的混合CHB逆變器拓撲，該拓撲可以輸出3n+1

種不同的電平。文獻［12］給出了兩種直流源電壓之比分別為1∶1∶2和1∶1∶3的混合拓撲，輸出的電平數分別為9電平和11電平，并且都能夠實現連續PWM調制。

針對于混合CHB逆變器的PWM調制，文獻［13］提出了一種混合調制策略，將階梯波調制與PWM調制相結合，使高壓器件和低壓器件協同工作，該方法控制下兩單元混合CHB逆變器能輸出七電平的PWM波，但是該方法存在低壓單元直流側電流倒灌問題。為了解決這個問題，王毅等人在文獻［14］中提出了一種混合頻率調制策略，通過高壓單元參與低頻PWM調制的辦法解決了直流側電流倒灌的問題。文獻［13］給出了混合級聯七電平逆變器SHEPWM方法，消諧波效果好，輸出電壓波形質量高。

本文以Ⅲ型混合CHB逆變器為研究對象，提出了一種改進的混合調制策略，通過高壓單元參與低頻PWM調制和低壓單元工作在高頻的調制方式對逆變器進行控制，以得到九個電平的輸出相電壓波形。該方法能夠實現完全的PWM調制，不會出現一般混合調制時出現的超調現象，而且還能夠消除相電壓和線電壓的低頻次諧波，改善波形質量，最后通過仿真和實驗研究驗證了本文所提出的調制方法的正確性和可行性。

1 混合CHB逆變器拓撲結構及其工作原理

Ⅲ型混合CHB逆變器A相拓撲結構如圖1所示，該拓撲由一個直流源為3E的GTO/IGCT全橋電路和一個直流源為E的IGBT全橋電路級聯而成。一個單元工作在高壓、低開關頻率工作模式下，另一個單元工作在低壓、高開關頻率工作模式下。逆變器A相輸出電壓與開關狀態如表1所示。

圖1 混合級聯CHB逆變器拓撲Fig.1 HybridcascadedCHBinvertertopology

表1 逆變器A相輸出電平與開關狀態Table1 Outputlevelandswitchingstatesofinverter

2 混合調制策略及改進

傳統的調制策略是將階梯波調制與PWM調制相結合，利用IGCT電壓阻斷能力強、開關頻率低和IGBT電壓阻斷能力弱、開關頻率高的特點。IGCT逆變器采用階梯波調制，工作在基頻；IGBT逆變器采用PWM調制，工作在高頻。表2以直流側電源電壓分別為3E和E為例，給出各個級聯單元輸出電壓和逆變器輸出相電壓的狀態變化情況。

表2 混合調制原理Table2 Theprincipleofhybridmodulation

a←→b∶在a和b之間切換

但是該方法只能實現部分PWM調制，在相電壓輸出為-E～-2E和E～2E時不能實現PWM調制，其調制原理如圖2所示。將IGCT逆變器（H1單元）的調制信號umA1與±1相交可得到H1單元V11、V21、V31、V41的觸發信號，H1單元的輸出電壓為uH1。再用umA1減去uH1可得IGBT逆變器（H2單元）的調制信號umA2。然后umA2再與兩個三角載波ucr1、ucr1-相交得到H2單元V12、V22、V32、V42的觸發信號，H2單元輸出的電壓為uH2，將uH1和uH2疊加得到逆變器A相相電壓uAN。

圖2 混合調制策略原理圖Fig.2 Theprinciplediagramofhybridstrategy

由圖2可見，采用混合調制策略能夠實現混合CHB逆變器九電平的相電壓輸出，但是這種方法無法實現高壓單元的全PWM調制，在部分區段出現了調制波幅值大幅超過載波幅值的超調現象。這將導致逆變器輸出電壓波形的諧波含量有所增加。針對這一問題，本文采用了一種改進的混合調制策略，其調制原理如表3所示。

表3 改進混合調制原理Table3 Theprincipleofimprovedhybridmodulation

a←→b∶在a和b之間切換

改進混合調制策略通過引人三角載波對高壓單元進行調制，使得高壓單元輸出PWM波。再利用調制信號umA1減去壓uH1所得到高壓單元的調制信號umA2與兩個三角載波ucr2、ucr2-相交，以得到低壓單元V12、V22、V32、V42的觸發信號。具體情況如圖3所示。

圖3 改進混合調制原理圖Fig.3 Theprinciplediagramofimprovedhybridmodulation

由圖3可見，該策略減小了調制波umA2的幅值，降低了調制波與載波的超調程度，改善了逆變器輸出電壓波形質量。

3 仿真研究

3.1 混合調制仿真

采用混合調制策略控制時輸出電壓仿真結果如圖4所示。低壓模塊直流源電壓為1kV，高壓模塊直流源電壓為3kV，調制度ma=0.93，三角載波頻率fc=1500Hz，輸出相電壓頻率fm=50Hz，載波比mf=30。相電壓uAN及線電壓uAB波形如圖4所示。

uAN和uAB的頻譜分析分別如圖4（a）和（b）所示，uAN的諧波成分主要集中2mf附近，如2mf±3、2mf±7等，但是3次、5次、7次諧波的含量較高，其THD為12.17％。uAB中不包含3的倍數次諧波，但是5次和7次諧波含量也比較大，其THD為9.88％。

圖4 仿真電壓波形Fig.4 Simulationvoltagewaveforms

圖5 相電壓和線電壓頻譜圖Fig.5 Spectrumsofphasevoltageandlinevoltage

從圖5中還可以看出，uAN的波形在正負半周的中間峰值部分出現近似方波，這是由于調制度ma增大后，H2單元的調制信號超過了載波的峰值而出現的超調現象。

3.2 改進混合調制仿真

采用改進混合調制策略時輸出電壓仿真結果如圖6所示，低壓模塊直流源電壓為1kV，高壓模塊直流源電壓為3kV，調制度ma=0.98，三角載波頻率fc=2000Hz，輸出相電壓頻率fm=50Hz，載波比mf=40。

由圖6可見，與一般混合調制策略相比，相電壓uAN波形在高調制度的情況下，其正負峰值部分都沒有出現超調的現象，依然可以得到標準的PWM波。對應的線電壓uAB的波形也沒有再出現局部方波的情況。

圖6 仿真電壓波形Fig.6 Simulationvoltagewaveforms

相電壓uAN和線電壓uAB的頻譜分別如圖7（a）和（b）所示，改進混合調制策略下uAN和 uAB的頻譜也主要分布在2mf附近，但是像3次、5次和7次等諧波基本上都被消除了，uAN和uAB的諧波含量THD分別為14.53％和12.47％。

圖7 相電壓和線電壓頻譜圖Fig.7 Spectrumsofphasevoltageandlinevoltage

改進的混合調制策略在保證了逆變器輸出電壓波形質量的同時，降低了低頻次諧波含量，改善了電機類負載低速時的調速性能，具有較好的實際應用價值。

4 實驗研究

為了進一步驗證混合頻率載波調制法方法的正確性，本文搭建了一個Ⅲ逆變器實驗平臺。該平臺采用DSP（TMS320F2812）為控制器，A3120作驅動，開關管選擇MosfetIRFIZ24N，輸人直流側電壓為24V，輸出電壓頻率50Hz，負載電阻為50Ω，電感為0.95mH。圖8和圖9分別給出uAN和uAB的實驗波形圖及其頻譜圖。

圖8 相電壓和線電壓實驗波形Fig.8 ExperimentwaveformsofuAN和uAB

圖9 相電壓和線電壓頻譜圖Fig.9 Spectrumsofphasevoltageandlinevoltage

由實驗波形可以看出，本文采用的改進混合調制策略對Ⅲ型混合級聯多電平逆變器的控制效果理想，完全能夠實現全PWM調制，輸出的uAN和uAB波形不會出現超調現象，能夠消除低頻次諧波，改善電機低速調速時的性能。

5 結論

本文針對于Ⅲ型混合CHB逆變器，提出了一種改進的混合調制策略，并進行了仿真及實驗驗證，得到以下結論∶

1）新型改進混合調制策略可以消除Ⅲ型混合CHB逆變器輸出相電壓及線電壓波形中的低頻次諧波，同時還能避免大調制度時的超調現象。

2）改進混合調制策略能夠改善電機類負載低速時的調速性能和間接拓展III型混合CHB逆變器的調制度，并且可以在其它類型的混合型逆變器拓撲上進行應用。

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（編輯∶張詩閣）

Improvedhybridmodulationtechniqueforhybrid cascademulti-levelinverter

YEMan-yuan，LISong
（SchoolofElectricalandElectronicEngineering，EastChinajiaotongUniversity，Nanchang330013，China）

∶AimingatproblemsthatoutputphasevoltageandlinevoltagewaveformsofIIIhybridcascaded multi-levelinverterincludinglowfrequencyharmonicsandovermodulationphenomenon，animproved hybridmodulationstrategywaspresented.Apairoftriangularcarrierwaveformsandmodulationwaveform wasusedtoproducePWMwaveofhigh-voltagecell，thenthedifferenceofmodulationwaveandPWM waveofhigh-voltagecellwasusedtoproducePWMwaveoflow-voltagecell.Simulationandexperiment resultsshowthatthetotalharmonicelimination（THD）ofIIIhybridcascadedmulti-levelinverterphase voltageandlinevoltageare14.53％and12.47％respectively，andharmonicsdistributesonbothsides with2mf.

∶hybridcascadedmultilevelinverters；hybridmodulation；overmodulation；totalharmonics elimination；spectrumanalysis

∶TM46

∶A

∶1007-449X（2015）11-0039-06

∶2015-01-04

∶國家自然科學基金（51167006）

∶葉滿園（1978—），男，碩士，副教授，碩士生導師，研究方向為電力電子與電力傳動；

李 宋（1977—），女，碩士，副教授，研究方向為電力電子技術、智能檢測。

∶葉滿園

DOI∶10.15938/j.emc.2015.11.006